Premessa
Questo post nasce come costola di riflessione dell'articolo "SP-LIFE, tre anni dopo" che mi hanno pubblicato sul sito di "AudioPlay" di Renato Giussani, rielaborazione di un articolo pubblicato tre anni fa su "Costruire Hi-Fi" n. 141, uscito nel gennaio 2011.
In esso vi affermavo, come ho già fatto altre volte quando mi sono trovato a parlare di SP-LIFE e dei concetti che hanno guidato la sua gestazione, che tale circuito era sostanzialmente adatto solo a operazionali che, in un circuito ad alimentazione singola, "preferissero" avere la massa connessa al negativo (cioè al substrato) dell'operazionale piuttosto che al positivo, requisito che escludeva di fatto il NE5532, cioè la versione duale del NE5534 di cui sto per scrivere. Le ragioni di questa esclusione erano sostanzialmente due: 1) non ne sarebbe venuto alcun sostanziale beneficio in termini di miglioramento della SVRR (che in questo operazionale dipende, su entrambi i rami di alimentazione, quasi esclusivamente dal tasso di retroazione; o per dirla in altro modo, nessun dei due rami di alimentazione è intrinsecamente isolato dal segnale come accade invece con il TL071; 2) vi sarebbe stato un sostanziale aumento delle possibilità che fossero stuzzicate potenziali instabilità che con questo operazionale si erano a tratti già fatte sentire in passato (e di cui nel testo che segue evidenzieremo una probabile fonte).
Una terza ragione, che verrà illustrata e chiarita nel corso di questo articolo, risiede nella natura dello stadio di uscita di questo operazionale che, diversamente da quello presente in altri operazionali di impostazione più tradizionale e scontata, non è altro che il suo VAS opportunamente potenziato nelle sue capacità di erogare corrente: manca, rispetto agli altri operazionali, la coppia complementare di inseguitori di tensione che funge da buffer in corrente. Questa caratteristica abbastanza insolita (che tra le altre cose rende di fatto inutile il bypass dello stadio di uscita interno messo in opera con il TL071, ovvero la stessa ragion d'essere di SP-LIFE dal punto di vista circuitale) è la base su cui si fondano molte delle notevoli prestazioni di questo operazionale, tra cui l'eccezionale linearità e costanza della distorsione rispetto alla frequenza del segnale fino a ben oltre la banda audio - caratteristica questa rara a incontrarsi non solo negli operazionali (monolitici e a discreti) ma anche nei circuiti audio in genere. Prestazioni che, insieme al suo basso rumore di ingresso, meritavano almeno uno sforzo per capirlo meglio e soprattutto vedere se non fosse possibile sfruttarlo un po' meglio di quanto non si riesca a fare con il solito, scontato "copia e incolla" dei circuiti proposti nel suo datasheet.
In esso vi affermavo, come ho già fatto altre volte quando mi sono trovato a parlare di SP-LIFE e dei concetti che hanno guidato la sua gestazione, che tale circuito era sostanzialmente adatto solo a operazionali che, in un circuito ad alimentazione singola, "preferissero" avere la massa connessa al negativo (cioè al substrato) dell'operazionale piuttosto che al positivo, requisito che escludeva di fatto il NE5532, cioè la versione duale del NE5534 di cui sto per scrivere. Le ragioni di questa esclusione erano sostanzialmente due: 1) non ne sarebbe venuto alcun sostanziale beneficio in termini di miglioramento della SVRR (che in questo operazionale dipende, su entrambi i rami di alimentazione, quasi esclusivamente dal tasso di retroazione; o per dirla in altro modo, nessun dei due rami di alimentazione è intrinsecamente isolato dal segnale come accade invece con il TL071; 2) vi sarebbe stato un sostanziale aumento delle possibilità che fossero stuzzicate potenziali instabilità che con questo operazionale si erano a tratti già fatte sentire in passato (e di cui nel testo che segue evidenzieremo una probabile fonte).
Una terza ragione, che verrà illustrata e chiarita nel corso di questo articolo, risiede nella natura dello stadio di uscita di questo operazionale che, diversamente da quello presente in altri operazionali di impostazione più tradizionale e scontata, non è altro che il suo VAS opportunamente potenziato nelle sue capacità di erogare corrente: manca, rispetto agli altri operazionali, la coppia complementare di inseguitori di tensione che funge da buffer in corrente. Questa caratteristica abbastanza insolita (che tra le altre cose rende di fatto inutile il bypass dello stadio di uscita interno messo in opera con il TL071, ovvero la stessa ragion d'essere di SP-LIFE dal punto di vista circuitale) è la base su cui si fondano molte delle notevoli prestazioni di questo operazionale, tra cui l'eccezionale linearità e costanza della distorsione rispetto alla frequenza del segnale fino a ben oltre la banda audio - caratteristica questa rara a incontrarsi non solo negli operazionali (monolitici e a discreti) ma anche nei circuiti audio in genere. Prestazioni che, insieme al suo basso rumore di ingresso, meritavano almeno uno sforzo per capirlo meglio e soprattutto vedere se non fosse possibile sfruttarlo un po' meglio di quanto non si riesca a fare con il solito, scontato "copia e incolla" dei circuiti proposti nel suo datasheet.
Lo schema interno del NE5534
Nella figura soprastante è rappresentato, opportunamente rielaborato graficamente rispetto all'originale per migliorarne la leggibilità, il circuito interno dell'operazionale che stiamo per esaminare. Rispetto a quanto solitamente pubblicato nei datasheet le differenze principali consistono nell'aver posto in evidenza i transistori direttamente interessati all'amplificazione del segnale (qui rappresentati in grigio con bordo inspessito) e nell'aver sostituito tutti i transistori connessi a diodo con il simbolo proprio del diodo semplificando così di un bel po' l'intero schema.
Strutturalmente NE5534 è composto da tre stadi: 1) il preamplificatore d'ingresso costituito dagli NPN Q1 e Q2 a cui si devono le caratteristiche di basso rumore di questo operazionale; 2) lo stadio d'ingresso vero e proprio dell'operazionale, costituito dalla coppia di PNP Q6 e Q7 e dal current mirror che ne carica i collettori, costituito dalla coppia di NPN Q9 e Q10; 3) lo stadio di uscita costituito dal totem di NPN Q16 e Q19 e dal loro pilota Q14, che insieme formano una struttura analoga a quella impiegata nello stadio di uscita del Linsley-Hood del 1969 - struttura impiegata qui non per realizzare un classe A (operazione impedita dalla presenza in circuito del molplicatore di Vbe Q13 e dal diodo D9 che, a correnti di uscita sostenute, costringono i due transistori di uscita ad alternarsi tra di loro in un vero e proprio push-pull serie) ma piuttosto uno stadio di uscita parzialmente "non switching", che è poi il principale responsabile delle eccellenti prestazioni lineari in banda ultrasonica di questo operazionale, in cui la tipica tendenza a crescere con la frequenza della distorsione di questi circuiti, inizia a manifestarsi solo ben al di sopra dei 10 kHz (e con segnali in uscita di ampiezza ben lontana dai limiti massimi, solo dopo aver superato con un buon margine l'intera banda audio).
L'aspetto più interessante (ma non documentato) dello stadio di uscita è la possibilità di farlo lavorare in classe A (senza esagerare!) con la semplice aggiunta di una resistenza tra l'uscita (pin 6) e il pin 5 di compensazione senza ulteriori estensioni circuitali (che comunque è sempre possibile aggiungere sfruttando il pin 5 come uscita alternativa per pilotare uno stadio di uscita esterno - che può anche essere dimensionato per dare vita ad un discreto finale di potenza da circa 15 watt circa su 8 Ω, economico ma di ottime caratteristiche).
Il resto dello schema è costituito da circuiti ausiliari: i generatori delle correnti di polarizzazione (costituito soprattutto da Q4 e D5 e da D3 e Q5) e dal loro starter generale (D6 alimentato in corrente costante da JFT1), gli antisaturatori costituiti da D7 e da Q11 e infine i limitatori della massima corrente di uscita costituiti da Q15, Q17 e Q18.
Come già anticipato all'inizio, il 5534, contrariamente ad altri operazionali, non ha un lato dell'alimentazione che, tramite i generatori di corrente e polarizzazione, risulti completamente isolato dalla catena di stadi che operano sul segnale: lo stadio di ingresso è isolato dal lato negativo, lo stadio di uscita lo è sul lato positivo, mentre lo stadio differenziale interno che converte in single-ended il segnale differenziale proveniente dallo stadio di ingresso, è "scoperto" su entrambi i lati.
In questo integrato l'unico modo di proteggere il segnale dai disturbi di alimentazione e dalle distorsioni che inducono è alimentarlo con un alimentatore pulito e silenzioso di suo, avente una impedenza di uscita bassa (un paio di ohm al massimo) e costante con la frequenza fino ad almeno 50 kHz; la consueta filtratura aggiuntiva attuata con celle locali RC sulle alimentazioni, a meno di non ricorrere a capacità abnormi in modo da avere un minimo di garanzie circa l'entità della loro ESR, è con questo operazionale assolutamente insufficiente e anzi controproducente a impedire che le sue prestazioni ad alta frequenze degenerino, vanificando così le ottime qualità del suo stadio di uscita. Buon ultimo, per ottenere il massimo delle sue possibilità occorre che ogni operazionale sia il più possibile alimentato per conto suo e va posta la massima cura possibile al layout dei collegamenti di massa e delle alimentazioni (che vanno trattati di conseguenza come se fosse una variante dei collegamenti di massa). In nessun caso si deve indulgere, nemmeno per le alimentazioni, nel consueto "copia e incolla" di circuiti già esistenti senza una opportuna verifica della loro idoneità a soddisfare le nuove necessità.
Un ultimo appunto infine sulle linee di alimentazione: con questo operazionale (e con il LM318 di cui vedremo tra poco la parentela circuitale con il NE5534) sono TASSATIVI i condensatori antioscillazione da 50-100 nF verso massa e direttamente tra i pin di alimentazione (pin 4 e pin 7) che non solo DEVONO essere ceramici (NO ASSOLUTO a condensatori avvolti che possano risultare anche soltanto minimamente induttivi!) ma vanno saldati con i terminali accorciati ì direttamente sui pin di alimentazione dell'operazionale da proteggere.
Lo stadio di ingresso - Esaminiamo ora più in dettaglio lo schema, di cui, fin dove è stato possibile, sono stati estrapolati, le correnti di lavorodella circuiteria interna. I transistori di ingresso Q1 e Q2 sono NPN a basso (ma non bassissimo) rumore del tipo che già quarant'anni fa venivano inclusi negli integrati dedicati alla preamplificazione del segnale proveniente dalle testine magnetiche dei registratori a cassette. Le caratteristiche tipiche di lavoro di questi transistori sono infatti piuttosto simili a quelli inclusi, ad esempio, nel TDA1054M (e nel TDA2054M), un ottimo integrato che all'epoca consentiva di realizzare un semplice ed essenziale lettore a cassette con un modesto impiego di componenti. Nella figura sottostante la parte del datasheet SGS-ATES che li riguarda.
Rispetto alle caratteristiche sopra riportate, lo stadio di ingresso del NE5534 è per vari motivi (di cui il principale è l'essere dimensionato per lavorare a tensione più elevata che non il TDA1054M) più rumoroso - circa il doppio del rumore in tensione - ma non al punto da invalidarlo come candidato in uno stadio di ingresso phono per testina a magnete mobile.
Il differenziale composto da Q1 e Q2 definisce, oltre al rumore minimo di ingresso di questo operazionale, anche una parte del suo guadagno ad anello aperto. Tale guadagno, pari a circa 75 volte, è definito dal prodotto della gm dei transistori di ingresso (che lavorano con 180 µA di collettore ciascuno e di conseguenza hanno, a tale corrente, una gm pari a 6,9 mA/Volt) con il valore effettivo del carico visto dai loro collettori, composto dal parallelo delle resistenze di carico (12 kΩ dichiarati, 12,7 kΩ misurati sul mio esemplare) con l'inverso di Hoe di Q1 e Q2 (stimata intorno agli 80 kΩ, un valore abbastanza tipico per transistori di segnale lavoranti con correnti comprese tra i 100 e i 500 µA) e l'impedenza di ingresso dello stadio successivo composto da Q6 e Q7, che assorbendo 3 µA ciascuno su una tensione di circa 2,29 volt si comportano rispetto ai collettori di Q1 e Q2 come delle resistenze da 760 kΩ in parallelo alle resistenze di carico vere e proprie da 12,7 kΩ di cui abbiamo già detto.
Lo stadio di conversione differenziale/single-ended - Dai collettori del differenziale di ingresso, il segnale entra in quello che, a tutti gli effetti. appare essere il "vero" amplificatore operazionale di cui il differenziale di ingresso costituisce solo un front-end a basso rumore. È in effetti possibile, entrando dai piedini di compensazione e bilanciamento 1 e 8 del NE5534, utilizzare ancora questo integrato come un operazionale, sia pure con forti limitazioni dinamiche sugli ingressi e con un guadagno ad anello aperto ridotto (Av intorno a 150 circa).
Questo stadio si occupa prevalentemente di tradurre il segnale differenziale di ingresso in un segnale single-ended da trasferire all'uscita e di garantirgli poi caratteristiche velocistiche adeguate in termini di slew-rate; l'arrangiamento poi dello stadio finale (privo della canonica coppia complementare di inseguitori di emettitore sull'uscita) provvede alla sua tenuta anche alle correnti relativamente elevate previste nel pilotaggio pieno dei 600 Ω di carico dichiarati nei datasheets.
Complessivamente, la struttura di questo "operazionale" interno è piuttosto simile a quello di un altro operazionale veloce (il LM318), le cui differenze di fondo rispetto a quello del NE5534 si possono riassumere in una minore capacità di erogare corrente (18 mA di picco contro i 38 mA del 5534, che sono poi quelli che gli consentono di pilotare full swing e indistorti i 600 Ω di carico prima accennati) e l'assenza di una precompensazione che gli consentono di raggiungere i 70 volt/µs di slew-rate contro i "soli" 13 volt dichiarati per il 5534 (che invece un condensatore di precompensazione, C2 da 12 pF, ce l'ha). In sostanza differenze dovute a scelte mirate a soddisfare esigenze molto diverse tra loro, i cui dettagli però evidenziano la loro derivazione da un unico "ceppo" circuitale (in cui probabilmente è il 5534 ad essere un discendente indiretto del 318 piuttosto che il contrario).
Limiti di frequenza dei PNP laterali Q6 e Q7 e loro compensazione - In entrambi gli operazionali lo stadio più critico di questo "operazionale interno" è lo stadio di ingresso costituito dai PNP Q6 e Q7 che, essendo dei PNP laterali, sono dei transistori dalle prestazioni in frequenza piuttosto modeste (con Ft di alcuni MHz al massimo, da confrontarsi con quella degli NPN integrati che è normalmente di diverse decine di MHz e, all'occorrenza, anche di alcune centinaia di MHz).
Questo limite, piuttosto serio e in grado di impedire ad un'operazionale di superare la massima frequenza di lavoro a guadagno unitario (GBW) tipica di un µA741 (circa un MHz), seppur non veramente risolto, viene però aggirato sia nel 318 che nel 5534 impiegando intorno agli ingressi e alle uscite del differenziale PNP una modesta, oculatissimamente dosata (e nonostante questo tutt'altro che innocua dal punto di vista della stabilità dell'integrato) quantità di retroazione positiva che, comportandosi come un vero e proprio bootstrap ad alta frequenza, ne sostiene il guadagno in corrente un po' più in là in frequenza di quanto non farebbe autonomamente prima del suo inevitabile crollo dovuto all'esaurimento del guadagno in potenza dei due transistori, oltre il quale diventano semplicemente un peso morto.
Nel circuito del NE5534 l'artefice principale di questa retroazione positiva è il condensatore C4 da 40 pF che è a sua volta parzialmente contrastato (per evitare che la coppia di PNP si trasformi quasi automaticamente in un oscillatore tout court) dal condensatore C2 da 12 pF e dall'eventuale condensatore di compensazione esterno che si va a porre in parallelo ad esso; in questo gioco di neutralizzazione delle potenziali instabilità indotte da questo interessante ma pericoloso stratagemma, viene a dare una mano anche il polo costituito da R1 e C1 (12.7 kΩ e 100 pF) posto sul collettore di Q1 del differenziale di ingresso. Polo che con la sua frequenza di 125 kHz circa pone un preciso paletto sulla massima frequenza amplificabile senza pericoli da questo operazionale anche al massimo swing possibile: oltre di esso nulla è più realmente assicurato sia in termini di linearità sia in quelli di stabilità del circuito.
Da questo gioco di compensazioni resta fuori giusto C3 da 7pF, che è in effetti la compensazione dello stadio successivo (quello di uscita) e che, qualora i PNP del secondo differenziale del 5534 fossero stati qualcosa di più decente di quanto passava la tecnologia dei circuiti integrati dell'epoca, avrebbe svolto la funzione di compensazione a polo dominante tipica di operazionali di impostazione più classica come il 741 (ormai non più prodotto da decenni). In questo caso la sua funzione è invece solo quella di compensazione locale dello stadio di uscita in vista di carichi capricciosi, specialmente ad alta frequenza, quali alle volte possono essere i cavi di collegamento abbastanza lunghi da cominciare a comportarsi da linee di trasmissione già nella banda delle onde corte, banda di frequenza piuttosto contigua al limite superiore di lavoro in frequenza di questo operazionale.
Slew-rate e compensazioni - Tanto nel 5534 che nel 318, la struttura che forma il convertitore che traduce il segnale da differenziale a single ended è anche quella che, con le sue correnti di lavoro, definisce il massimo slew-rate ottenibile in uscita. Nel 5534, con le sole compensazioni integrate in gioco e con le correnti di lavoro di Q6 e Q7 (210 µA circa a testa), lo slew-rate calcolato risulta aggirarsi intorno ai 13 volt/µs.
Se nel 5534 agisse soltanto la canonica compensazione a polo dominante, con il ruolo di Cdom svolto da C3 da 7 pF, il suo slew-rate naturale raggiungerebbe il valore di ben 30 volt al microsecondo e in effetti, per quanto riguarda le potenzialità del solo stadio di uscita, questo è lo slew-rate effettivo dell'operazionale lontano dalle zone di saturazione prossime alle tensioni di alimentazione positiva e negativa (saturazione in cui, grazie alla presenza del diodo D7 e del PNP di substrato Q11, viene impedito fisicamente allo stadio di uscita di entrarci).
Il meccanismo che riduce lo slew-rate a valori più sobrii e adatti per un operazionale nato sostanzialmente per usi audio è, come già detto, proprio il gioco di compensazioni costruito attorno ai PNP Q6 e Q7, gioco di cui è ormai tempo di comprenderne meglio i dettagli di funzionamento.
Come lavorano le compensazioni del 5534 - Del ruolo di C4 da 40 pF (fungere da bootstrap ad alta frequenza per sostenere il guadagno in corrente dei PNP laterali del secondo differenziale) abbiamo in parte già detto; lo stesso vale per C3 da 7 pF, che funge da Cdom "base" per lo stadio di uscita: resta ora da definire soltanto il ruolo di C2 da 12 pF e dell'eventuale capacità esterna di compensazione che va a situarsi in parallelo proprio a C2. Dallo schema interno del 5534 si può evincere come questo condensatore svolga in effetti due distinte funzioni:
1) rispetto a C3 di cui ne aumenta il valore equivalente ponendosi rispetto al segnale d'uscita prima in serie a C4 e poi, con la capacità risultante dalla serie C2+C4, in parallelo a C3, andando quindi a limitare lo slew-rate dello stadio di uscita che, senza compensazioni esterne aggiunte, si riduce dai suoi 30 volt/µs nativi ai 13 volt/µs dichiarati nei datasheet, un ridimensionamento dovuto al fatto che C3 appare ora essere non più da 7 pF ma da ben 16 pF, ovvero più del doppio del suo valore originale.
2) rispetto a C4 di cui, sul nodo di arrivo comune (ovvero sulla base di Q6) ne contrasta parzialmente l'effetto di retroazione positiva sommandogli in controfase parte del segnale di uscita che corrisponde infatti ad una retroazione negativa. Da questo punto di vista l'effettiva azione di C2 e dell'associata compensazione esterna al 5534 è quella di sopprimere la retroazione positiva attorno al differenziale di PNP laterali in misura sempre più consistente via via che il diminuire della GBW imposta dalla compensazione esterna rende superflua l'azione di bootstrap stessa esercitata da C4.
Quest'ultimo effetto non è del tutto privo di conseguenze potenzialmente pericolose non solo in caso di compensazione insufficiente ma paradossalmente anche in caso di compensazione sovrabbondante rispetto alle effettive necessità: infatti una volta soppressa la componente di retroazione positiva, l'avere in retroazione negativa due compensazioni concorrenti e atterranti su due distinti nodi del circuito fa sì che l'attesa compensazione a singolo polo dominante basata su C3 "aumentato" da C2+C4 si trasformi in una compensazione a doppia pendenza su due poli di cui, in caso di pilotaggio di carichi reattivi, occorre valutare con cura l'impatto sulla stabilità del circuito per non ritrovarsi in situazioni intrattabili dal punto di vista delle auto-oscillazioni, specie di quelle più subdole che intervengono solo su una parte della gamma di valori che può assumere il guadagno ad anello aperto, soprattutto per quanto riguarda il contributo del secondo stadio che, dal punto di vista dell'effetto Miller esercitato sulle capacità di compensazione operanti all'interno e all'esterno all'operazionale, è naturalmente il più importante.
Nell'insieme il 5534 rimane, sotto il profilo delle compensazioni, sempre abbastanza flessibile da offrire una soluzione per qualunque situazione ed esigenza circuitale più o meno prevedibile ma, rispetto ad altri operazionali, può alle volte richiedere un certo work-around aggiuntivo rispetto a quando presentato direttamente o indirettamente sui datasheet e quindi, una volta tanto, spingere gli ingegneri a guadagnarsi un po' più convintamente il pane che si portano a casa impiegando non il solito 10 per cento ma almeno l'11 per cento di quanto si sono dovuti studiare all'università! :-)
Il VAS e lo stadio di uscita del NE5534 - Come già anticipato all'inizio dell'articolo, lo stadio di uscita del 5534 non è basato sulla coppia di emitter follower complementari tipica del µA741 e di molti altri operazionali che da esso concettualmente derivano, bensì adotta una struttura composta di soli transistori NPN che gli consentono di lavorare linearmente anche in banda ultrasonica fino a 100 kHz, con un aumento al salire della frequenza del segnale delle distorsioni di incrocio e di commutazione significativamente più contenuto rispetto a quanto ottenibile per altre vie (1).
La struttura composta dai transistori Q14, Q16 e Q19 svolge ad un tempo sia la funzione di VAS (in particolar modo Q14) sia di buffer in corrente rispetto all'uscita (soprattutto Q16 e, in misura più ambigua, Q19). Essa funziona integralmente e nativamente in classe A fino a correnti di uscita di circa 1-1,5 mA (valore in gran parte imposto da Q12 - che di suo lavora a circa 2,5-3 mA - che funziona da carico attivo sia per Q14 sia per Q19), mentre al di sopra di esse diviene uno stadio di uscita in classe AB di cui però è consentita l'interdizione a uno solo dei due transistori di uscita (Q16) mentre all'altro (Q19), quando Q16 è attivo è consentito solo di attestarsi ad un valore di corrente di riposo di poco inferiore a quello imposto a tutto lo stadio di uscita da Q12.
Ulteriore particolarità di questo stadio (conseguenza diretta di quanto detto appena sopra) è il fatto che, in assenza di segnale, Q19 lavora ad una corrente di riposo che è la somma della corrente uscente dal collettore di Q12 con quella di riposo propria di Q16 (corrispondente appunto a quel milliampere e mezzo entro cui l'intero stadio di uscita funziona effettivamente in classe A - condizione di lavoro valida in pratica, con +/-15 volt di alimentazione, solo con carichi di uscita superiori ai 10 kΩ).
Possibile funzionamento in classe A dello stadio di uscita del 5534 - In realtà lo stadio di uscita di NE5534 di suo funzionerebbe nativamente SEMPRE in classe A se non fosse presente uno specifico circuito (il Vbe multplier, composto essenzialmente da D8, Q13, e D9 posto in serie tra il collettore di Q19 e l'uscita) previsto appositamente per forzare il funzionamento di questo stadio in classe AB e mantenercelo per quasi tutto il campo di correnti erogabili al carico a partire dal milliampere fino ai quasi 40 mA per ciascuna metà del segnale prefissati dai limitatori ci corrente composti da Q17, Q18 e dalle resistenze da 15 Ω (R16 ed R17) che fungono da sensori della corrente di uscita.
In tale circuito il componente chiave della "forzatura" in classe AB è il diodo D9, che nel 5534 può essere parzialmente aggirato ripristinando così, in modo controllato, l'attitudine dello stadio di uscita a funzionare in classe A in misura anche assai cospicua sebbene non al punto da poter pilotare in piena classe A i 600 Ω sulle uscite dichiarati pilotabili dai datasheet (che, beninteso, divengono in ogni caso impilotabili se si opta per il funzionamento in classe A: i limiti di dissipazione termica del 5534 rendono le due opzioni reciprocamente autoesclesive obbligando il progettista a scegliere/rinunciare ad una delle due). La massima corrente di riposo prefissabile tramite l'aggiunta di una idonea resistenza tra i pin 5 e 6 è pari a circa 15-16 mA, resistenza di cui nel prossimo paragrafo vedremo la semplice modalità di calcolo dopo alcune doverose considerazioni quantitative sulla tenuta termica del NE5534 forzato a funzionare in classe A, che è ovviamente sempre la stessa indipendentemente dalla classe di lavoro dei suoi transistori finali.
Il package più tipico e usato di NE5534 è il comunissimo PDIP8 a otto piedini che, al netto di tutte le limitazioni d'uso, consente a ciascun 5534 di dissipare affidabilmente un massimo di 700-800 mW che, per buon margine di sicurezza, è meglio limitare ulteriormente a 500 mW massimi, limite che, ipotizzando che l'operazionale venga alimentato con i canonici +/- 15 volt duali, ci permette di fissare per la classe A un tetto massimo di riposo pari a 15 mA, corrispondente ad un carico di uscita non inferiore agli 800 Ω resistivi, un valore non lontanissimo dai 600 Ω già più volte richiamati nel testo che consente di pilotare con larghezza le uscite linea di qualsiasi preamplificatore con segnali di ampiezza sufficiente a soddisfare le esigenze degli ingressi di qualunque finale correttamente progettato.
Il limite dei 15 mA è giustificato oltre che dalla massima dissipazione consentita dal package, anche dal fatto che tale corrente di riposo va comunque a sottrarsi alla massima corrente erogabile dall'uscita fissata dai limitatori su di essa (38-40 mA massimi), soprattutto quella che transita attraverso Q16.
Quella che invece transita per Q19 è limitata soltanto dalla dissipazione termica in quanto, essendo la corrente di riposo aggiuntiva bypassata dalla resistenza di polarizzazione posta tra i pin 5 e 6, non va a mutare nella stessa misura di quello positivo il punto di intervento del limitatore di corrente negativo, costituito da Q18 e dalla resistenza ad associata di 15 Ω, che rimane invece decisamente più sostenuto rispetto all'altro.
In realtà lo scotto da pagare per far funzionare il 5534 nativamente in classe A è proprio quello di cacciare Q19 un po più nei pasticci di quanto già non si trovi normalmente dal punto di vista termico, fatto che rende assai raccomandabile limitare la massima corrente aggiuntiva di riposo a 10 mA o, in caso di impedimenti, ribassare la tensione di alimentazione da +/-15 a +/-12 volt. Se anche questo non è possibile occorre rinunciare al funzionamento in classe A o aggiungere uno stadio di potenza esterno all'operazionale che se ne faccia carico.
Polarizzazione in classe A - A prescindere dai dettagli appena detti, ottenere il funzionamento in classe A dello stadio di uscita del 5534 è piuttosto semplice: basta aggiungere tra i pin 5 e 6 una resistenza che aggiunga a quella già in esso circolante una corrente pari a quella di riposo desiderata, resistenza che si ottiene con la formuletta seguente:
Dove RP5-P6 è la resistenza che va aggiunta tra i pin 5 e 6 (ovvero tra il pin caldo della compensazione e l'uscita) VD9 non è altro che la caduta del diodo D9 (circa 0.65 volt) mentre IQ è la corrente di riposo che si vuole aggiungere al transistor Q16. Nel caso per esempio decidessimo di utilizzare la massima corrente di riposo utilizzabile con tranquillità (10 mA) tale resistenza dovrà essere pari a 65 Ω, valore che possiamo arrotondare a 68 Ω. Con l'aggiunta di questa resistenza la corrente che vi scorre si aggiunge a quella che già fluisce nei transistori di uscita diventando (nel nostro esempio) 11 mA su Q16 e 13 mA su Q19.
Come già anticipato, in presenza di segnale il punto di intervento dei limitatori di corrente dello stadio di uscita muta in maniera differente per le due polarità del segnale e, dei due limitatori, ad assumere il comportamento più ambiguo è quello negativo.
Questo perché mentre nel limitatore positivo le variazioni di corrente dovute al segnale scorrono per intero nella R16 che fa da sensore, nel limitatore negativo tale variazione di corrente si ripartisce tra la resistenza aggiunta esternamente al circuito e la serie composta dal diodo D9 e dalla resistenza sensore R17. O, detta in altro modo, parte della corrente di uscita che dovrebbe scorrere in R17 viene deviata sulla resistenza esterna mutando di conseguenza il punto di intervento del limitatore, che contrariamente a quello positivo che interviene ora per una corrente di uscita inferiore a quella massima propria dell'operazionale, il regolatore negativo limiterà ora ad una corrente superiore a quella originariamente prevista per questo circuito, maggiorandola di una quantità pari a circa il doppio della corrente di riposo aggiunta con la resistenza esterna divenendo, nel nostro esempio, pari a circa 60 mA contro i circa 40 mA previsti in origine, un aumento di oltre il 50% di cui occorre tener debito conto in sede di progetto.
NOTE
(1) Il fatto emerge in maniera abbastanza evidente anche da quanto documentato da Sam Groner nella serie di misure pubblicate nel suo testo Operational Amplifier Distortion (ottobre 2009) in cui, da pagina 353 a pagina 359, sono raccolte le misure riguardanti il NE5534: fin quando lo stadio di uscita non sconfina in classe AB (ovvero fin quando lavora al di sotto di 1-1.5 mA di picco) le distorsioni sono non solo di composizione molto semplice ma praticamente imputabili per intero al solo stadio di ingresso mentre il quadro diviene inevitabilmente più "scomposto" quando l'ampiezza del segnale di uscita e le richieste di corrente del carico forzano lo stadio di uscita a commutare in classe AB).
Sebbene le considerazioni che stiamo per fare riguardano in buona parte anche la versione duale di questo operazionale - il NE5532, decisamente più diffuso grazie anche alla sua indubbia praticità d'uso nella realizzazione di circuiti stereofonici - esse sono comunque riferite al capostipite NE5534, che essendo a compensazione parzialmente aperta ed esterna al circuito stesso (che, a differenza di altri operazionali, non è completamente decompensato) ne fa, tra i due, anche la versione più flessibile e all'occorrenza manipolabile e personalizzabile.
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| NE5534 - Circuito equivalente (liberamente tratto e rielaborato graficamente da datasheet TI) |
Nella figura soprastante è rappresentato, opportunamente rielaborato graficamente rispetto all'originale per migliorarne la leggibilità, il circuito interno dell'operazionale che stiamo per esaminare. Rispetto a quanto solitamente pubblicato nei datasheet le differenze principali consistono nell'aver posto in evidenza i transistori direttamente interessati all'amplificazione del segnale (qui rappresentati in grigio con bordo inspessito) e nell'aver sostituito tutti i transistori connessi a diodo con il simbolo proprio del diodo semplificando così di un bel po' l'intero schema.
Strutturalmente NE5534 è composto da tre stadi: 1) il preamplificatore d'ingresso costituito dagli NPN Q1 e Q2 a cui si devono le caratteristiche di basso rumore di questo operazionale; 2) lo stadio d'ingresso vero e proprio dell'operazionale, costituito dalla coppia di PNP Q6 e Q7 e dal current mirror che ne carica i collettori, costituito dalla coppia di NPN Q9 e Q10; 3) lo stadio di uscita costituito dal totem di NPN Q16 e Q19 e dal loro pilota Q14, che insieme formano una struttura analoga a quella impiegata nello stadio di uscita del Linsley-Hood del 1969 - struttura impiegata qui non per realizzare un classe A (operazione impedita dalla presenza in circuito del molplicatore di Vbe Q13 e dal diodo D9 che, a correnti di uscita sostenute, costringono i due transistori di uscita ad alternarsi tra di loro in un vero e proprio push-pull serie) ma piuttosto uno stadio di uscita parzialmente "non switching", che è poi il principale responsabile delle eccellenti prestazioni lineari in banda ultrasonica di questo operazionale, in cui la tipica tendenza a crescere con la frequenza della distorsione di questi circuiti, inizia a manifestarsi solo ben al di sopra dei 10 kHz (e con segnali in uscita di ampiezza ben lontana dai limiti massimi, solo dopo aver superato con un buon margine l'intera banda audio).
L'aspetto più interessante (ma non documentato) dello stadio di uscita è la possibilità di farlo lavorare in classe A (senza esagerare!) con la semplice aggiunta di una resistenza tra l'uscita (pin 6) e il pin 5 di compensazione senza ulteriori estensioni circuitali (che comunque è sempre possibile aggiungere sfruttando il pin 5 come uscita alternativa per pilotare uno stadio di uscita esterno - che può anche essere dimensionato per dare vita ad un discreto finale di potenza da circa 15 watt circa su 8 Ω, economico ma di ottime caratteristiche).
Il resto dello schema è costituito da circuiti ausiliari: i generatori delle correnti di polarizzazione (costituito soprattutto da Q4 e D5 e da D3 e Q5) e dal loro starter generale (D6 alimentato in corrente costante da JFT1), gli antisaturatori costituiti da D7 e da Q11 e infine i limitatori della massima corrente di uscita costituiti da Q15, Q17 e Q18.
Come già anticipato all'inizio, il 5534, contrariamente ad altri operazionali, non ha un lato dell'alimentazione che, tramite i generatori di corrente e polarizzazione, risulti completamente isolato dalla catena di stadi che operano sul segnale: lo stadio di ingresso è isolato dal lato negativo, lo stadio di uscita lo è sul lato positivo, mentre lo stadio differenziale interno che converte in single-ended il segnale differenziale proveniente dallo stadio di ingresso, è "scoperto" su entrambi i lati.
In questo integrato l'unico modo di proteggere il segnale dai disturbi di alimentazione e dalle distorsioni che inducono è alimentarlo con un alimentatore pulito e silenzioso di suo, avente una impedenza di uscita bassa (un paio di ohm al massimo) e costante con la frequenza fino ad almeno 50 kHz; la consueta filtratura aggiuntiva attuata con celle locali RC sulle alimentazioni, a meno di non ricorrere a capacità abnormi in modo da avere un minimo di garanzie circa l'entità della loro ESR, è con questo operazionale assolutamente insufficiente e anzi controproducente a impedire che le sue prestazioni ad alta frequenze degenerino, vanificando così le ottime qualità del suo stadio di uscita. Buon ultimo, per ottenere il massimo delle sue possibilità occorre che ogni operazionale sia il più possibile alimentato per conto suo e va posta la massima cura possibile al layout dei collegamenti di massa e delle alimentazioni (che vanno trattati di conseguenza come se fosse una variante dei collegamenti di massa). In nessun caso si deve indulgere, nemmeno per le alimentazioni, nel consueto "copia e incolla" di circuiti già esistenti senza una opportuna verifica della loro idoneità a soddisfare le nuove necessità.
Un ultimo appunto infine sulle linee di alimentazione: con questo operazionale (e con il LM318 di cui vedremo tra poco la parentela circuitale con il NE5534) sono TASSATIVI i condensatori antioscillazione da 50-100 nF verso massa e direttamente tra i pin di alimentazione (pin 4 e pin 7) che non solo DEVONO essere ceramici (NO ASSOLUTO a condensatori avvolti che possano risultare anche soltanto minimamente induttivi!) ma vanno saldati con i terminali accorciati ì direttamente sui pin di alimentazione dell'operazionale da proteggere.
Lo stadio di ingresso - Esaminiamo ora più in dettaglio lo schema, di cui, fin dove è stato possibile, sono stati estrapolati, le correnti di lavorodella circuiteria interna. I transistori di ingresso Q1 e Q2 sono NPN a basso (ma non bassissimo) rumore del tipo che già quarant'anni fa venivano inclusi negli integrati dedicati alla preamplificazione del segnale proveniente dalle testine magnetiche dei registratori a cassette. Le caratteristiche tipiche di lavoro di questi transistori sono infatti piuttosto simili a quelli inclusi, ad esempio, nel TDA1054M (e nel TDA2054M), un ottimo integrato che all'epoca consentiva di realizzare un semplice ed essenziale lettore a cassette con un modesto impiego di componenti. Nella figura sottostante la parte del datasheet SGS-ATES che li riguarda.
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| NE5534 - Caratteristiiche tipiche dei transistori di ingresso del NE5534 |
Rispetto alle caratteristiche sopra riportate, lo stadio di ingresso del NE5534 è per vari motivi (di cui il principale è l'essere dimensionato per lavorare a tensione più elevata che non il TDA1054M) più rumoroso - circa il doppio del rumore in tensione - ma non al punto da invalidarlo come candidato in uno stadio di ingresso phono per testina a magnete mobile.
Il differenziale composto da Q1 e Q2 definisce, oltre al rumore minimo di ingresso di questo operazionale, anche una parte del suo guadagno ad anello aperto. Tale guadagno, pari a circa 75 volte, è definito dal prodotto della gm dei transistori di ingresso (che lavorano con 180 µA di collettore ciascuno e di conseguenza hanno, a tale corrente, una gm pari a 6,9 mA/Volt) con il valore effettivo del carico visto dai loro collettori, composto dal parallelo delle resistenze di carico (12 kΩ dichiarati, 12,7 kΩ misurati sul mio esemplare) con l'inverso di Hoe di Q1 e Q2 (stimata intorno agli 80 kΩ, un valore abbastanza tipico per transistori di segnale lavoranti con correnti comprese tra i 100 e i 500 µA) e l'impedenza di ingresso dello stadio successivo composto da Q6 e Q7, che assorbendo 3 µA ciascuno su una tensione di circa 2,29 volt si comportano rispetto ai collettori di Q1 e Q2 come delle resistenze da 760 kΩ in parallelo alle resistenze di carico vere e proprie da 12,7 kΩ di cui abbiamo già detto.
Lo stadio di conversione differenziale/single-ended - Dai collettori del differenziale di ingresso, il segnale entra in quello che, a tutti gli effetti. appare essere il "vero" amplificatore operazionale di cui il differenziale di ingresso costituisce solo un front-end a basso rumore. È in effetti possibile, entrando dai piedini di compensazione e bilanciamento 1 e 8 del NE5534, utilizzare ancora questo integrato come un operazionale, sia pure con forti limitazioni dinamiche sugli ingressi e con un guadagno ad anello aperto ridotto (Av intorno a 150 circa).
Questo stadio si occupa prevalentemente di tradurre il segnale differenziale di ingresso in un segnale single-ended da trasferire all'uscita e di garantirgli poi caratteristiche velocistiche adeguate in termini di slew-rate; l'arrangiamento poi dello stadio finale (privo della canonica coppia complementare di inseguitori di emettitore sull'uscita) provvede alla sua tenuta anche alle correnti relativamente elevate previste nel pilotaggio pieno dei 600 Ω di carico dichiarati nei datasheets.
Complessivamente, la struttura di questo "operazionale" interno è piuttosto simile a quello di un altro operazionale veloce (il LM318), le cui differenze di fondo rispetto a quello del NE5534 si possono riassumere in una minore capacità di erogare corrente (18 mA di picco contro i 38 mA del 5534, che sono poi quelli che gli consentono di pilotare full swing e indistorti i 600 Ω di carico prima accennati) e l'assenza di una precompensazione che gli consentono di raggiungere i 70 volt/µs di slew-rate contro i "soli" 13 volt dichiarati per il 5534 (che invece un condensatore di precompensazione, C2 da 12 pF, ce l'ha). In sostanza differenze dovute a scelte mirate a soddisfare esigenze molto diverse tra loro, i cui dettagli però evidenziano la loro derivazione da un unico "ceppo" circuitale (in cui probabilmente è il 5534 ad essere un discendente indiretto del 318 piuttosto che il contrario).
Limiti di frequenza dei PNP laterali Q6 e Q7 e loro compensazione - In entrambi gli operazionali lo stadio più critico di questo "operazionale interno" è lo stadio di ingresso costituito dai PNP Q6 e Q7 che, essendo dei PNP laterali, sono dei transistori dalle prestazioni in frequenza piuttosto modeste (con Ft di alcuni MHz al massimo, da confrontarsi con quella degli NPN integrati che è normalmente di diverse decine di MHz e, all'occorrenza, anche di alcune centinaia di MHz).
Questo limite, piuttosto serio e in grado di impedire ad un'operazionale di superare la massima frequenza di lavoro a guadagno unitario (GBW) tipica di un µA741 (circa un MHz), seppur non veramente risolto, viene però aggirato sia nel 318 che nel 5534 impiegando intorno agli ingressi e alle uscite del differenziale PNP una modesta, oculatissimamente dosata (e nonostante questo tutt'altro che innocua dal punto di vista della stabilità dell'integrato) quantità di retroazione positiva che, comportandosi come un vero e proprio bootstrap ad alta frequenza, ne sostiene il guadagno in corrente un po' più in là in frequenza di quanto non farebbe autonomamente prima del suo inevitabile crollo dovuto all'esaurimento del guadagno in potenza dei due transistori, oltre il quale diventano semplicemente un peso morto.
Nel circuito del NE5534 l'artefice principale di questa retroazione positiva è il condensatore C4 da 40 pF che è a sua volta parzialmente contrastato (per evitare che la coppia di PNP si trasformi quasi automaticamente in un oscillatore tout court) dal condensatore C2 da 12 pF e dall'eventuale condensatore di compensazione esterno che si va a porre in parallelo ad esso; in questo gioco di neutralizzazione delle potenziali instabilità indotte da questo interessante ma pericoloso stratagemma, viene a dare una mano anche il polo costituito da R1 e C1 (12.7 kΩ e 100 pF) posto sul collettore di Q1 del differenziale di ingresso. Polo che con la sua frequenza di 125 kHz circa pone un preciso paletto sulla massima frequenza amplificabile senza pericoli da questo operazionale anche al massimo swing possibile: oltre di esso nulla è più realmente assicurato sia in termini di linearità sia in quelli di stabilità del circuito.
Da questo gioco di compensazioni resta fuori giusto C3 da 7pF, che è in effetti la compensazione dello stadio successivo (quello di uscita) e che, qualora i PNP del secondo differenziale del 5534 fossero stati qualcosa di più decente di quanto passava la tecnologia dei circuiti integrati dell'epoca, avrebbe svolto la funzione di compensazione a polo dominante tipica di operazionali di impostazione più classica come il 741 (ormai non più prodotto da decenni). In questo caso la sua funzione è invece solo quella di compensazione locale dello stadio di uscita in vista di carichi capricciosi, specialmente ad alta frequenza, quali alle volte possono essere i cavi di collegamento abbastanza lunghi da cominciare a comportarsi da linee di trasmissione già nella banda delle onde corte, banda di frequenza piuttosto contigua al limite superiore di lavoro in frequenza di questo operazionale.
Slew-rate e compensazioni - Tanto nel 5534 che nel 318, la struttura che forma il convertitore che traduce il segnale da differenziale a single ended è anche quella che, con le sue correnti di lavoro, definisce il massimo slew-rate ottenibile in uscita. Nel 5534, con le sole compensazioni integrate in gioco e con le correnti di lavoro di Q6 e Q7 (210 µA circa a testa), lo slew-rate calcolato risulta aggirarsi intorno ai 13 volt/µs.
Se nel 5534 agisse soltanto la canonica compensazione a polo dominante, con il ruolo di Cdom svolto da C3 da 7 pF, il suo slew-rate naturale raggiungerebbe il valore di ben 30 volt al microsecondo e in effetti, per quanto riguarda le potenzialità del solo stadio di uscita, questo è lo slew-rate effettivo dell'operazionale lontano dalle zone di saturazione prossime alle tensioni di alimentazione positiva e negativa (saturazione in cui, grazie alla presenza del diodo D7 e del PNP di substrato Q11, viene impedito fisicamente allo stadio di uscita di entrarci).
Il meccanismo che riduce lo slew-rate a valori più sobrii e adatti per un operazionale nato sostanzialmente per usi audio è, come già detto, proprio il gioco di compensazioni costruito attorno ai PNP Q6 e Q7, gioco di cui è ormai tempo di comprenderne meglio i dettagli di funzionamento.
Come lavorano le compensazioni del 5534 - Del ruolo di C4 da 40 pF (fungere da bootstrap ad alta frequenza per sostenere il guadagno in corrente dei PNP laterali del secondo differenziale) abbiamo in parte già detto; lo stesso vale per C3 da 7 pF, che funge da Cdom "base" per lo stadio di uscita: resta ora da definire soltanto il ruolo di C2 da 12 pF e dell'eventuale capacità esterna di compensazione che va a situarsi in parallelo proprio a C2. Dallo schema interno del 5534 si può evincere come questo condensatore svolga in effetti due distinte funzioni:
1) rispetto a C3 di cui ne aumenta il valore equivalente ponendosi rispetto al segnale d'uscita prima in serie a C4 e poi, con la capacità risultante dalla serie C2+C4, in parallelo a C3, andando quindi a limitare lo slew-rate dello stadio di uscita che, senza compensazioni esterne aggiunte, si riduce dai suoi 30 volt/µs nativi ai 13 volt/µs dichiarati nei datasheet, un ridimensionamento dovuto al fatto che C3 appare ora essere non più da 7 pF ma da ben 16 pF, ovvero più del doppio del suo valore originale.
2) rispetto a C4 di cui, sul nodo di arrivo comune (ovvero sulla base di Q6) ne contrasta parzialmente l'effetto di retroazione positiva sommandogli in controfase parte del segnale di uscita che corrisponde infatti ad una retroazione negativa. Da questo punto di vista l'effettiva azione di C2 e dell'associata compensazione esterna al 5534 è quella di sopprimere la retroazione positiva attorno al differenziale di PNP laterali in misura sempre più consistente via via che il diminuire della GBW imposta dalla compensazione esterna rende superflua l'azione di bootstrap stessa esercitata da C4.
Quest'ultimo effetto non è del tutto privo di conseguenze potenzialmente pericolose non solo in caso di compensazione insufficiente ma paradossalmente anche in caso di compensazione sovrabbondante rispetto alle effettive necessità: infatti una volta soppressa la componente di retroazione positiva, l'avere in retroazione negativa due compensazioni concorrenti e atterranti su due distinti nodi del circuito fa sì che l'attesa compensazione a singolo polo dominante basata su C3 "aumentato" da C2+C4 si trasformi in una compensazione a doppia pendenza su due poli di cui, in caso di pilotaggio di carichi reattivi, occorre valutare con cura l'impatto sulla stabilità del circuito per non ritrovarsi in situazioni intrattabili dal punto di vista delle auto-oscillazioni, specie di quelle più subdole che intervengono solo su una parte della gamma di valori che può assumere il guadagno ad anello aperto, soprattutto per quanto riguarda il contributo del secondo stadio che, dal punto di vista dell'effetto Miller esercitato sulle capacità di compensazione operanti all'interno e all'esterno all'operazionale, è naturalmente il più importante.
Nell'insieme il 5534 rimane, sotto il profilo delle compensazioni, sempre abbastanza flessibile da offrire una soluzione per qualunque situazione ed esigenza circuitale più o meno prevedibile ma, rispetto ad altri operazionali, può alle volte richiedere un certo work-around aggiuntivo rispetto a quando presentato direttamente o indirettamente sui datasheet e quindi, una volta tanto, spingere gli ingegneri a guadagnarsi un po' più convintamente il pane che si portano a casa impiegando non il solito 10 per cento ma almeno l'11 per cento di quanto si sono dovuti studiare all'università! :-)
Il VAS e lo stadio di uscita del NE5534 - Come già anticipato all'inizio dell'articolo, lo stadio di uscita del 5534 non è basato sulla coppia di emitter follower complementari tipica del µA741 e di molti altri operazionali che da esso concettualmente derivano, bensì adotta una struttura composta di soli transistori NPN che gli consentono di lavorare linearmente anche in banda ultrasonica fino a 100 kHz, con un aumento al salire della frequenza del segnale delle distorsioni di incrocio e di commutazione significativamente più contenuto rispetto a quanto ottenibile per altre vie (1).
La struttura composta dai transistori Q14, Q16 e Q19 svolge ad un tempo sia la funzione di VAS (in particolar modo Q14) sia di buffer in corrente rispetto all'uscita (soprattutto Q16 e, in misura più ambigua, Q19). Essa funziona integralmente e nativamente in classe A fino a correnti di uscita di circa 1-1,5 mA (valore in gran parte imposto da Q12 - che di suo lavora a circa 2,5-3 mA - che funziona da carico attivo sia per Q14 sia per Q19), mentre al di sopra di esse diviene uno stadio di uscita in classe AB di cui però è consentita l'interdizione a uno solo dei due transistori di uscita (Q16) mentre all'altro (Q19), quando Q16 è attivo è consentito solo di attestarsi ad un valore di corrente di riposo di poco inferiore a quello imposto a tutto lo stadio di uscita da Q12.
Ulteriore particolarità di questo stadio (conseguenza diretta di quanto detto appena sopra) è il fatto che, in assenza di segnale, Q19 lavora ad una corrente di riposo che è la somma della corrente uscente dal collettore di Q12 con quella di riposo propria di Q16 (corrispondente appunto a quel milliampere e mezzo entro cui l'intero stadio di uscita funziona effettivamente in classe A - condizione di lavoro valida in pratica, con +/-15 volt di alimentazione, solo con carichi di uscita superiori ai 10 kΩ).
Possibile funzionamento in classe A dello stadio di uscita del 5534 - In realtà lo stadio di uscita di NE5534 di suo funzionerebbe nativamente SEMPRE in classe A se non fosse presente uno specifico circuito (il Vbe multplier, composto essenzialmente da D8, Q13, e D9 posto in serie tra il collettore di Q19 e l'uscita) previsto appositamente per forzare il funzionamento di questo stadio in classe AB e mantenercelo per quasi tutto il campo di correnti erogabili al carico a partire dal milliampere fino ai quasi 40 mA per ciascuna metà del segnale prefissati dai limitatori ci corrente composti da Q17, Q18 e dalle resistenze da 15 Ω (R16 ed R17) che fungono da sensori della corrente di uscita.
In tale circuito il componente chiave della "forzatura" in classe AB è il diodo D9, che nel 5534 può essere parzialmente aggirato ripristinando così, in modo controllato, l'attitudine dello stadio di uscita a funzionare in classe A in misura anche assai cospicua sebbene non al punto da poter pilotare in piena classe A i 600 Ω sulle uscite dichiarati pilotabili dai datasheet (che, beninteso, divengono in ogni caso impilotabili se si opta per il funzionamento in classe A: i limiti di dissipazione termica del 5534 rendono le due opzioni reciprocamente autoesclesive obbligando il progettista a scegliere/rinunciare ad una delle due). La massima corrente di riposo prefissabile tramite l'aggiunta di una idonea resistenza tra i pin 5 e 6 è pari a circa 15-16 mA, resistenza di cui nel prossimo paragrafo vedremo la semplice modalità di calcolo dopo alcune doverose considerazioni quantitative sulla tenuta termica del NE5534 forzato a funzionare in classe A, che è ovviamente sempre la stessa indipendentemente dalla classe di lavoro dei suoi transistori finali.
Il package più tipico e usato di NE5534 è il comunissimo PDIP8 a otto piedini che, al netto di tutte le limitazioni d'uso, consente a ciascun 5534 di dissipare affidabilmente un massimo di 700-800 mW che, per buon margine di sicurezza, è meglio limitare ulteriormente a 500 mW massimi, limite che, ipotizzando che l'operazionale venga alimentato con i canonici +/- 15 volt duali, ci permette di fissare per la classe A un tetto massimo di riposo pari a 15 mA, corrispondente ad un carico di uscita non inferiore agli 800 Ω resistivi, un valore non lontanissimo dai 600 Ω già più volte richiamati nel testo che consente di pilotare con larghezza le uscite linea di qualsiasi preamplificatore con segnali di ampiezza sufficiente a soddisfare le esigenze degli ingressi di qualunque finale correttamente progettato.
Il limite dei 15 mA è giustificato oltre che dalla massima dissipazione consentita dal package, anche dal fatto che tale corrente di riposo va comunque a sottrarsi alla massima corrente erogabile dall'uscita fissata dai limitatori su di essa (38-40 mA massimi), soprattutto quella che transita attraverso Q16.
Quella che invece transita per Q19 è limitata soltanto dalla dissipazione termica in quanto, essendo la corrente di riposo aggiuntiva bypassata dalla resistenza di polarizzazione posta tra i pin 5 e 6, non va a mutare nella stessa misura di quello positivo il punto di intervento del limitatore di corrente negativo, costituito da Q18 e dalla resistenza ad associata di 15 Ω, che rimane invece decisamente più sostenuto rispetto all'altro.
In realtà lo scotto da pagare per far funzionare il 5534 nativamente in classe A è proprio quello di cacciare Q19 un po più nei pasticci di quanto già non si trovi normalmente dal punto di vista termico, fatto che rende assai raccomandabile limitare la massima corrente aggiuntiva di riposo a 10 mA o, in caso di impedimenti, ribassare la tensione di alimentazione da +/-15 a +/-12 volt. Se anche questo non è possibile occorre rinunciare al funzionamento in classe A o aggiungere uno stadio di potenza esterno all'operazionale che se ne faccia carico.
Polarizzazione in classe A - A prescindere dai dettagli appena detti, ottenere il funzionamento in classe A dello stadio di uscita del 5534 è piuttosto semplice: basta aggiungere tra i pin 5 e 6 una resistenza che aggiunga a quella già in esso circolante una corrente pari a quella di riposo desiderata, resistenza che si ottiene con la formuletta seguente:
Dove RP5-P6 è la resistenza che va aggiunta tra i pin 5 e 6 (ovvero tra il pin caldo della compensazione e l'uscita) VD9 non è altro che la caduta del diodo D9 (circa 0.65 volt) mentre IQ è la corrente di riposo che si vuole aggiungere al transistor Q16. Nel caso per esempio decidessimo di utilizzare la massima corrente di riposo utilizzabile con tranquillità (10 mA) tale resistenza dovrà essere pari a 65 Ω, valore che possiamo arrotondare a 68 Ω. Con l'aggiunta di questa resistenza la corrente che vi scorre si aggiunge a quella che già fluisce nei transistori di uscita diventando (nel nostro esempio) 11 mA su Q16 e 13 mA su Q19.
Come già anticipato, in presenza di segnale il punto di intervento dei limitatori di corrente dello stadio di uscita muta in maniera differente per le due polarità del segnale e, dei due limitatori, ad assumere il comportamento più ambiguo è quello negativo.
Questo perché mentre nel limitatore positivo le variazioni di corrente dovute al segnale scorrono per intero nella R16 che fa da sensore, nel limitatore negativo tale variazione di corrente si ripartisce tra la resistenza aggiunta esternamente al circuito e la serie composta dal diodo D9 e dalla resistenza sensore R17. O, detta in altro modo, parte della corrente di uscita che dovrebbe scorrere in R17 viene deviata sulla resistenza esterna mutando di conseguenza il punto di intervento del limitatore, che contrariamente a quello positivo che interviene ora per una corrente di uscita inferiore a quella massima propria dell'operazionale, il regolatore negativo limiterà ora ad una corrente superiore a quella originariamente prevista per questo circuito, maggiorandola di una quantità pari a circa il doppio della corrente di riposo aggiunta con la resistenza esterna divenendo, nel nostro esempio, pari a circa 60 mA contro i circa 40 mA previsti in origine, un aumento di oltre il 50% di cui occorre tener debito conto in sede di progetto.
Conclusioni
Nel nostro piccolo studio riguardo al NE5534 abbiamo visto come questo operazionale se da un lato presenta un serio problema "genetico" rispetto a possibili, potenziali problemi di instabilità che si potrebbero presentare in applicazioni relativamente più "creative" di quelle prospettate dai datasheet, dall'altro presenta anche un (sempre relativamente) inaspettato asso della manica che può consentirgli di lavorare pressoché nativamente in classe A senza che, nel suo normale uso come operazionale di segnale audio vi sia alcuna necessità di aggiungere alcun stadio attivo esterno e quindi alcuna ulteriore fonte fisica di distorsioni oltre a quelle già presenti nel suo circuito interno, un vantaggio più che apprezzabile quando, per esempio, si debba realizzare degli oscillatori di bassa frequenza a bassissima distorsione.
Piercarlo Boletti
3 maggio 2014
APPENDICE - Le misure
A scopo di indagine e per supportare i vari punti del'articolo sono state fatte alcune misure statiche dei punti di lavoro del NE5534, sfruttando sia quando deducibile dallo schema elettrico equivalente sia le "aperture" sul circuito interno offerte dai pin di bilanciamento dell'offset e di compensazione in frequenza di questo operazionale (pin 1, 5 e 8). E' importante che le misure vengano effettuate sempre con lo stesso strumento in quanto, più che i valori assoluti, contano le variazioni delle correnti che si misurano al variare delle condizioni di lavoro. Lo strumento dovrà essere preferibilmente a quattro cifre+1 per una migliore lettura dei dati (contano, e molto, anche i millivolt e le loro frazioni come anche la lettura più accurata possibile di tutte le resistenze).
La prima misura che si può anche senza alimentazione è quella del valore effettivo di R1 ed R2 che costituiscono il carico di ciascun collettore del differenziale di ingresso, che nel mio caso ha sostanzialmente confermato i valori nominali dichiarati nel datasheet (12 KΩ nominali contro 12.7 kΩ effettivi). Per tutte le altre misure occorre invece alimentare l'operazionale con una tensione nota che, per evitare confusioni, è opportuna sia singola applicata tra i pin 7 (positivo) e 4 dell'operazionale (negativo o substrato). Occorre anche polarizzare entrambi gli ingressi con un unico partitore che divida circa a metà la tensione di alimentazione al cui nodo centrale andranno collegati gli ingressi tranne una resistenza di valore relativamente elevato tra i 10 e i 50 kΩ), mentre le resistenze del partitore non dovranno superare i 5 kΩ in modo da minimizzare l'influenza delle correnti di ingresso dell'operazionale (che in questo caso corrispondono a circa mezzo microampere per ciascun transistore del differenziale di ingresso).
A) La prima corrente interna che è possibile misurare è la somma delle corrente di collettore dei transistor del differenziale di ingresso. Per ottenerla occorre: 1) cortocircuitare tra loro gli ingressi (pin 2 e 3) e cortocircuitare tra loro i pin 1 e 8; 2) collegare questo secondo cortocircuito al pin 7 (cioè al positivo di alimentazione) tramite una resistenza di valore compreso tra 1 e 1.5 kΩ precedentemente misurata con la maggior cura possibile; leggere la caduta di tensione su tale resistenza ed estrarre, applicando la legge di Ohm al parallelo di questa resistenza con le resistenze interne R1 ed R2. Nel mio caso la lettura risultava pari a 361 µA (arrotondata poi nel testo a 360 µA - solo nel testo però perché durante le misure non va arrotondato assolutamente nulla!).
B) Togliendo la resistenza esterna rileggere la caduta nuovamente la caduta di tensione e confrontarne il valore con quello calcolato dal prodotto tra il parallelo delle resistenze interne R1 ed R2 e la somma delle correnti di collettore di Q1 e Q2 precedentemente dedotta (che sarà leggermente maggiore del valore letto). La differenza tra il valore calcolato e quello letto, diviso sempre per il parallelo di R1 ed R2, fornirà la somma delle correnti di base entranti in Q6 e Q7 (cioè nel secondo stadio dell'operazionale); nel mio caso tale corrente è risultata pari a 6 µA totali
C) Mantenendo gli ingressi 2 e 3 cortocircuitati, misurare la corrente entrante nel pin 7 (cioè il consumo totale dell'operazionale) prima cortocircuitando direttamente i pin 1 e 8 al pin 7 e poi lasciandoli aperti, L'incremento rilevato non è altro che il consumo dello stadio convertitore single-ended composto da Q6 e Q7 e dallo specchio di corrente che li carica (che nel mio caso è risultata pari a circa 210 µA a testa)
D) Mantenendo gli ingressi 2 e 3 cortocircuitati e mantenendo i pin 1, 8 e 7 cortocircuitati tra loro, applicare tra il pin 5 e il pin 4 (il negativo o substrato (una resistenza esterna di valore precedentemente misurato con cura (che può essere la stessa impiegata per la misura "A") e misurare la caduta di tensione. Applicando la legge di Ohm tra questa misura e il valore della resistenza impiegata si ricaverà la corrente di lavoro di Q12, cioè del carico attivo che alimenta il VAS e Q19 (nel mio caso risultata pari a circa 2.7-2.8 mA)
Da queste misure si possono ricavare direttamente o indirettamente tutte le correnti di lavoro degli stadi interni utilizzate per descrivere il funzionamento interno del NE5534; oltre a queste se ne può fare sicuramente qualche per appurare meglio i dettagli del funzionamento, la cui ideazione però lascio ad eventuali lettori interessati.
La prima misura che si può anche senza alimentazione è quella del valore effettivo di R1 ed R2 che costituiscono il carico di ciascun collettore del differenziale di ingresso, che nel mio caso ha sostanzialmente confermato i valori nominali dichiarati nel datasheet (12 KΩ nominali contro 12.7 kΩ effettivi). Per tutte le altre misure occorre invece alimentare l'operazionale con una tensione nota che, per evitare confusioni, è opportuna sia singola applicata tra i pin 7 (positivo) e 4 dell'operazionale (negativo o substrato). Occorre anche polarizzare entrambi gli ingressi con un unico partitore che divida circa a metà la tensione di alimentazione al cui nodo centrale andranno collegati gli ingressi tranne una resistenza di valore relativamente elevato tra i 10 e i 50 kΩ), mentre le resistenze del partitore non dovranno superare i 5 kΩ in modo da minimizzare l'influenza delle correnti di ingresso dell'operazionale (che in questo caso corrispondono a circa mezzo microampere per ciascun transistore del differenziale di ingresso).
A) La prima corrente interna che è possibile misurare è la somma delle corrente di collettore dei transistor del differenziale di ingresso. Per ottenerla occorre: 1) cortocircuitare tra loro gli ingressi (pin 2 e 3) e cortocircuitare tra loro i pin 1 e 8; 2) collegare questo secondo cortocircuito al pin 7 (cioè al positivo di alimentazione) tramite una resistenza di valore compreso tra 1 e 1.5 kΩ precedentemente misurata con la maggior cura possibile; leggere la caduta di tensione su tale resistenza ed estrarre, applicando la legge di Ohm al parallelo di questa resistenza con le resistenze interne R1 ed R2. Nel mio caso la lettura risultava pari a 361 µA (arrotondata poi nel testo a 360 µA - solo nel testo però perché durante le misure non va arrotondato assolutamente nulla!).
B) Togliendo la resistenza esterna rileggere la caduta nuovamente la caduta di tensione e confrontarne il valore con quello calcolato dal prodotto tra il parallelo delle resistenze interne R1 ed R2 e la somma delle correnti di collettore di Q1 e Q2 precedentemente dedotta (che sarà leggermente maggiore del valore letto). La differenza tra il valore calcolato e quello letto, diviso sempre per il parallelo di R1 ed R2, fornirà la somma delle correnti di base entranti in Q6 e Q7 (cioè nel secondo stadio dell'operazionale); nel mio caso tale corrente è risultata pari a 6 µA totali
C) Mantenendo gli ingressi 2 e 3 cortocircuitati, misurare la corrente entrante nel pin 7 (cioè il consumo totale dell'operazionale) prima cortocircuitando direttamente i pin 1 e 8 al pin 7 e poi lasciandoli aperti, L'incremento rilevato non è altro che il consumo dello stadio convertitore single-ended composto da Q6 e Q7 e dallo specchio di corrente che li carica (che nel mio caso è risultata pari a circa 210 µA a testa)
D) Mantenendo gli ingressi 2 e 3 cortocircuitati e mantenendo i pin 1, 8 e 7 cortocircuitati tra loro, applicare tra il pin 5 e il pin 4 (il negativo o substrato (una resistenza esterna di valore precedentemente misurato con cura (che può essere la stessa impiegata per la misura "A") e misurare la caduta di tensione. Applicando la legge di Ohm tra questa misura e il valore della resistenza impiegata si ricaverà la corrente di lavoro di Q12, cioè del carico attivo che alimenta il VAS e Q19 (nel mio caso risultata pari a circa 2.7-2.8 mA)
Da queste misure si possono ricavare direttamente o indirettamente tutte le correnti di lavoro degli stadi interni utilizzate per descrivere il funzionamento interno del NE5534; oltre a queste se ne può fare sicuramente qualche per appurare meglio i dettagli del funzionamento, la cui ideazione però lascio ad eventuali lettori interessati.
Buongiorno Piercarlo,
RispondiEliminaancora un altro interessantissimo articolo sul tuo fantastico blog... WOW!!!
Marco
Ciao Marco! :-) Lo sto ancora finendo di scrivere e, come al solito, dovevano essere "solo due-tre righe" e invece... ;-)
RispondiEliminaCiao Piercarlo,
RispondiEliminauna domanda: viste le molte similitudini tra NE5534 e LM318, anche quest'ultimo può essere forzato a funzionare in classe A con la stessa tecnica?
Marco
Purtroppo no. Lo stadio di uscita del 318 è completamente diverso e soprattutto meno manipolabile dall'esterno rispetto a quello del 5534. Inoltre è anche parecchio meno robusto (regge si e no un terzo della corrente di uscita che può reggere il 5534). Si può sempre aggiungere uno stadio di uscita esterno ma onestamente non so quanto ne valga la pena; dal punto di vista audio è un integrato molto peggiore rispetto al 5534 che è in effetti pensato appositamente per questi usi.
EliminaOk, ho capito, grazie mille!!!
EliminaMarco
Qunad'e' che ci progetti un op-amp che puo' lavorare in classe A, B, AB? Abbiamo bisogno di un qualcosa che sostituisca tutta 'sta monnezza di op-amp commerciali!
RispondiEliminaNon c'è bisogno di sostituire nulla. Basta adattare l'esistente alle proprie esigenze... Costa meno e funziona pure meglio!
RispondiEliminaPeccato! Non vedevo l'ora di avere un kit per un op-amp universale, polarizzabile in A, AB e B.
RispondiEliminaDi kit ne esistono quanti ne vuoi... ma alla fine della fiera garantiscono (QUANDO li garantiscono) gli stessi risultati di un buon operazionale dell'ultima generazione. Chi parla male degli operazionali è rimasto fermo al UA741, che oltretutto non è più in produzione da quasi vent'anni... E' un po' come lamentarsi dei viaggi in aereo di OGGI solo perché si è fatto un solo volo su un DC3 nel 1940... ;-)
RispondiEliminaMah, a distanza di più di 35 anni dalla sua prima apparizione credo siano stati fatti un pò di passi avanti sia nel circuito che nei componenti utilizzati.Basti pensare alle serie di Burr Brown,National e Analog Devices.L'interesse ( enorme) di questo articolo è esclusivamente didattico.L' autore spiega tutto molto bene e in maniera sostanzialmente corretta e chiara, anche se su un paio di punti non sono completamente d'accordo.
RispondiEliminaSui 35 anni nessuno apre becco. Sul fatto che, a 35 anni di distanza, il 5534 (soprattutto nella sua versione duale 5532) goda di ottima salute (e costi, nel farlo, veramente un niente) nemmeno. Piuttosto, andando al sodo, quali sono i punti disaccordo? Ciao e grazie per il contributo.
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