"Ricetta" per un finale audio - I - Introduzione

Questo articolo ha ormai abbandantemente travalicato i suoi propositi originari di "articolo distensivo" per divenire, non del tutto volontariamente, un articolo tecnico vero e proprio. Poichè la carne al fuoco è andata aumentando nel tempo in modo più che cospicuo, ho ritenuto fosse giunto ormai il tempo di spezzarlo in due parti allo scopo di renderlo più fruibile. Buona lettura a tutti! :-)

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Primo passo: quanta "sbobba" ci serve? Lo so, lo so, chiamare "sbobba" il raffinatissimo bouquet di suoni che vi aspettate che il vostro futuro, esotericissimo e superlucidatissimo ampli audio riesca a far venire fuori dalle vostre casse (quali che siano, eh? Niente marche "speciali" altrimenti il gioco non vale!), è un po' sconfortante ma... è anche la base di partenza: visto che si cucina per un unico commensale più o meno di rango (il vostro sistema di diffusori e, indirettamente, anche le vostre orecchie) conviene stabilire fin da subito il "quanto" dargli da mangiare, e lasciare la definizione del "cosa" a un secondo momento.

Per quello che ho potuto constatare in varie fiere, soprattutto negli stand Macintosh con i loro splendidi (e qui utili) VU-Meter, con un impianto di diffusori di efficienza presumibilmente media (87-90 dB al metro) la massima potenza realmente richiesta ai finali per sonorizzare un'area di 80 metri quadri con audio-video, surround, boati, voci cavernose e tutto quanto si attesta attorno ai 50 Watt per canale, con una potenza media che si aggira stabilmente sotto i 10 Watt - e con un volume di ascolto confortevole (su 80 metri quadri) la media effettiva è spesso compresa tra i 3 e i 5 Watt per canale.
Ma 80-100 metri quadri sono, per la maggioranza di noi, la superficie dell'intero appartamento: di questa, la stanza dove si ascolta musica (nel soggiorno o in camera a seconda dei gusti) si prende solitamente un'area compresa tra i 16 e i 25 metri quadri: non proprio quella di una pista da ballo o anche solo di una saletta da concerto! Ragion per cui, se ai nababbi possessori di Macintosh e di "adeguata" magione dotata di salone per ascoltare musica possono andar bene amplificazioni anche da 200 Watt per canale, per noialtri sono più adatti amplificazioni con potenze comprese tra i 25 e i 50 Watt massimi, queste ultime, francamente, indicate solo se proprio si vuole usare diffusori con l'efficienza acustica di un termosifone. Per tutti gli altri 25 Watt bastano e avanzano! Questo almeno per chi ha un "appetito acustico" normale - i "bulimici" preferisco lasciarli alle cure delle tante "music house" (discoteche, locali, ritrovi ecc.) che pur non essendo né "music", né "house", pare però facciano tanta, tanta tendenza... (poi se buona o cattiva... ognuno decide per sé!).

Ma oltre alla relativa non necessità di alte potenze di uscita negli amplificatori per uso domestico vi è pure un ulteriore, ottimo motivo tecnico per non esagerare: più si sale in potenza e più diviene difficile assicurare una buona qualità timbrica degli amplificatori senza incrementare - e anche di un bel po' - i costi di costruzione degli stessi. Come pian piano arriverò a spiegare in un altro articolo di questo blog, un amplificatore, nel fare il suo mestiere, genera un bel po' di disturbi indesiderati che, di intensità crescente con la potenza di uscita, divengono sempre più difficili da ridurre alla ragione via via che crescono i livelli di corrente in gioco nel circuito - soprattutto quelle di picco massimo, le più significative per quanto riguara da capacità di fare danni al suono. Nella tabellina qui sotto sono elencate alcune potenze tipiche su 8 Ohm con le relative correnti di picco massimo su 8 e su 6 Ohm (corrispondente all'impendenza reale di molti diffusori). 


P "rms" su 8 Ohm -------- I di picco 8 Ohm ------------- I di picco 6 Ohm
    2 Watt ------------------- 0.50 A --------------------- 0.67 A 
  5 Watt -------------------- 1.12 A --------------------- 1.50 A
10 Watt -------------------- 1.58 A --------------------- 2.10 A 
20 Watt -------------------- 2.24 A --------------------- 3.00 A 
30 Watt -------------------- 2.74 A --------------------- 3.65 A 
40 Watt -------------------- 3.16 A --------------------- 4.30 A
50 Watt -------------------- 3.53 A --------------------- 4.71 A
75 Watt -------------------- 4.33 A --------------------- 5.77 A
100 Watt ------------------- 5.00 A --------------------- 6.66 A
125 Watt ------------------- 5.60 A --------------------- 7.45 A
150 Watt ------------------- 6.12 A --------------------- 8.17 A
200 Watt ------------------- 7.10 A --------------------- 9.43 A

Di questa tabella vanno notate due dati interessanti: 1) alla potenza di 2 Watt le correnti sono già al massimo consentito per garantire linearità con i transistor finali più economici; 2) le correnti superano l'ampere e divengono importanti già con potenze di uscita modeste (5-10 Watt) e quindi, già a questo livello, occorre scegliere con oculatezza i finali da impiegare. Di fatto i 50 Watt su 8 Ohm possono considerarsi il limite oltre ai quali occorre passare dall'uso di transistori di uscita classici a quelli tipo "Sanken" o "Toshiba" (oggi prodotti da quasi ogni costruttore nipponico di semiconduttori) che riescono a mantenere elevato e costante il guadagno di corrente anche con correnti di collettore elevate - fino a 7-8 Ampere per i noti e ormai classici 1381-1302 Toshiba (oggi Onsemi).

Delle correnti elencate in tabella è importante tenere a mente che se i finali devono essere usati in situazioni impegnative o addirittura professionali, le correnti massime su cui va dimensionato il loro progetto PRIMA DELL'INTERVENTO DELLE PROTEZIONI sono il doppio di quelle segnate sotto la colonna dei sei Ohm. Questo significa che un "modesto" (si fa per dire) amplificatore da 100 Watt su 8 Ohm deve essere in grado di erogare sulle uscite picchi di 13 Ampere per canale senza cedimenti. Limitandoci a 50 Watt massimi su 8 Ohm almeno riusciamo a rimanere, sia pure di poco, al di sotto dei 10 ampere: una corrente che comunque, per essere trattata con un minimo di riguardo, richiede già due coppie di uscita per canale.

I dispositivi finali

Una volta scelta la potenza di uscita che si vuole ottenere (e valutato di conseguenza le correnti che occorre far sostenere al circuito per ottenerla) si tratta di passare alla fase successiva: scegliere con cosa e come ottenerla, ovvero con quali e quanti dispositivi di uscita raggiungere il proprio scopo. Allo stato attuale esistono, per applicazioni audio, sostanzialmente quattro differenti tipi di dispositivi a stato solido e due differenti tipi di tubo a vuoto - ognuno con i suoi pro e i suoi contro:1) Transistor bipolari semplici e "classici" - Sono i transistori che si trovano ormai dappertutto come ingredienti base per la costruzione di quelle sezioni circuitali in cui, per vari motivi, può essere ancora preferibile utilizzare componenti attivi discreti anziché circuiti integrati. Sono transistori progettati e nati in un'epoca in cui, al fine di contenere i costi e assicurarsi un margine di guadagno ragionevole senza farli costare un'iradiddio, era imperativo sfruttare al massimo l'area attiva di silicio, con la conseguenza che spesso questi transistori erano e sono tutt'ora specificati per correnti di lavoro nettamente esorbitanti le loro possibilità di sostenere un guadagno di corrente almeno decente. Il 2N3055 e derivati costituisce un caso tipico: pur essendo un transistor da 4 Ampere reali (e già piuttosto sofferti!) veniva specificato come dispositivo da 10 Ampere... con guadagni in corrente semplicemente ridicoli. 2) Transistor bipolari tipo "Darlington" - Questi sono stati sviluppati commercialmente a partire dalla metà degli anni settanta del secolo scorso. Il loro fine era quello di conpensare almeno in parte lo scarso guadagno in corrente alle alte correnti di collettore. Pur essendo un'ottima opzione per uno stadio di uscita audio, non è purtroppo priva di limitazioni, dovute soprattutto al fatto che i due transistori integrati sullo stesso chip non possono, contrariamente ad una realizzazione a discreti dello stesso circuito, essere accesi o spenti individualmente; la conseguenza è un notevole (e spesso inaccettabile) aumento dei tempi di commutazione dello stadio finale. Questo almeno per gli amplificatori in classe AB; per gli amplificatori in classe A, dove i problemi di commutazione sono di fatto assenti fin quasi in prossimità della saturazione, costituisce invece una delle migliori opzioni possibili.

3) Transistor bipolari tipo "Toshiba-Sanken" - Questo tipo di dispositivi, oggi prodotti un po' da tutti i principali costruttori nipponici (ma in realtà non soltanto da loro: molti produttori di transistori piuttosto simili come prestazioni e tecnologia sono rimasti "in ombra" unicamente per averli destinati al loro mercato "nativo", quello dei transistori di potenza per uso industriale), sono essenzialmente una versione migliorata nella tenuta del guadagno in corrente e nelle prestazioni ad alta frequenza (e, un po' meno, anche nei tempi di commutazione) di un tipo di transistori di potenza inizialmente utilizzati negli amplificatori ad alta tensione che si usano per pilotare in PWM i motori trifase, consentendo così di utilizzarli anche come motori a velocità variabile (che dipende dalla frequenza della loro tensione di alimentazione - che solitamente, in applicazioni più tradizionali, coincide con la frequenza a 50-60 Hz della rete elettrica).

Mentre per questa applicazione sono stati successivamente sviluppati altri dispositivi più efficienti (MOSFET ad alta tensione e IgBT - questi ultimi inizialmente proposti anche per uso audio dalla Toshiba ma che ormai sono considerati essenzialmente dispositivi per elettronica industriale alla pari con la stragrande maggioranza della produzione di MOSFET di potenza), i "vecchi" bipolari ad alta tensione e alta corrente sono stati successivamente "riciclati" come transistori di potenza da utilizzare in circuiti lineari, tra cui gli stati di uscita degli amplificatori audio.

In questo ambito, una volta fatta la tara sul loro costo, questi dispositivi rappresentano un'ottima scelta ma non per il loro dato di targa più strombazzato, cioè la frequenza di taglio. Questo in effetti non solo è un dato abbastanza poco significativo (e di fatto, negli amplificatori in classe AB, si tratta di un dato NON significativo - e non lo era neppure quando i suoi valori erano decisamente più modesti di quelli di oggi) e in realtà pesantemente "segato" dalle capacità inter-elettrodiche di questi transistor che sono sostanzialmente allineate con quelle di transistori di potenza tradizionali ad essi confrontabili sia come potenza che come corrente di lavoro massime - circa un nanofarad di capacità base collettore che, in un normale circuito di uscita non consente frequenze di taglio superiori ai 500 kHz e solo per correnti di lavoro abbastanza limitate (comprese mediamente tra 0,5 e 1,5 Ampere al massimo).

Il vero punto forte di questo tipo di transistori è il riuscire a garantire un'ottima linearità del guadagno in corrente (come se in pratica si trattasse di un grosso transistor di segnale anziché di un "classico" transistor di potenza) e una più che discreta tenuta in potenza che riesce a rimanere fuori dalla temuta regione di "valanga secondaria" - un classico tallone d'Achille dei transistori più veloci - per quasi tutte le correnti e le potenze normalmente sfruttate negli amplificatori audio domestici. Un punto forte che però ha un suo prezzo inevitabile: dovendo utilizzare un'area di silicio molto più estesa dei transistori "soliti" (all'incirca quattro volte tanto, a giudicare dalle correnti massime di collettore che sono in grado di reggere), essi costano sensibilmente di più non solo per un relativo maggior "spreco" di area ma anche per la maggiore probabilità di incorrere in difetti di materiale che inevitabilmente aumentano gli scarti di produzione - che finiscono per alimentare un fin troppo fiorente mercato di "tarocchi" che degli originali non valgono neppure l'ombra. Detto in altro modo, sono transistori molto validi ma che vanno acquistati senza sconti e soprattutto da fornitori validi - pena il ritrovarsi un amplificatore che, se funziona, garantisce a malapena le prestazioni di un circuito equipaggiato con transistori di potenza tradizionali ma assolutamente non l'affidabilità di questi ultimi.

4) Mosfet di potenza - Quando in ambito audio si parla di "mosfet di potenza" bisognerebbe specificare che in realtà, il più delle volte si parla di una SINGOLA COPPIA di dispositivi, la famosa 2SK135 e 2SJ50 (in TO3) e 2SK1058 e 2S162 (la versione in contenitore plastico) e derivate che di fatto è stata l'unica coppia dispositivi di questo genere realmente adatti ad essere usati come stadi di uscita audio e soprattuto aventi le caratteristiche positive che in genere vengono attribuiti ai Mosfet. Questa infatti è stata quasi l'unica coppia complementare ragionevolmente tale e aventi parametri critici, soprattutto le capacità interelettrodiche, abbastanza stabili da poterli considerare dispositivi effettivamente diversi e, in alcuni aspetti, relativamente migliori dei transistori bipolari di vecchia generazione.
Purtroppo è anche una coppia di dispositivi che non solo è ormai fuori produzione da tempo ma appartenente pure a una tecnologia a cui non è stato dato alcun seguito: i MOSFET odierni sono concepiti soprattutto come dispositivi di commutazione ad alta velocità ed alta potenza, in cui la linearità è l'ultimo dei parametri che possa venir preso in considerazione.
A parte questo, i MOSFET di potenza non sono dispositivi da usare a cuor leggero: infatti proprio in virtù del loro essere componenti realmente in grado di lavorare ad alta frequenza con una buona tenuta in potenza, essi sono, rispetto al pericolo di incorrere in inneschi e auto oscillazioni distruttivi, decisamente più rischiosi dei transistori bipolari, soprattutto in circuiti autocostruiti. Per questa ragione qui non li prenderemo ulteriormente in considerazione.

5) Tubi elettronici - Anche se non li prenderemo in considerazione, sui tubi elettronici occorre spendere qualche parola per evidenziare, tra i loro molti limiti, uno che in effetti in un circuito audio non è del tutto svantaggioso: il loro funzionamento ad alta impedenza e a correnti di lavoro decisamente basse (e di fatto piuttosto costanti durante il normale ascolto) fa sì che, a parità di potenza erogata, i circuiti audio soffrano sensibilmente meno del problema dell'autointerferenza magnetica causata dalla circolazione delle correnti che, nei circuiti a transistori e specialmente in quelli di maggior potenza, è piuttosto difficile da limitare e fronteggiare. In pratica, nei circuiti a tubi ci si può facilmente accontentare di una efficiente schermatura elettrostatica per ovviare a buona parte del problema mentre in quelli a transistori diventa critico anche il layout dei circuiti di potenza, che va giudiziosamente studiato in modo da minimizzare il più possibile le induttanze parassite, le principali "antenne" che dallo stadio di uscita "trasmettono" sui propri ingressi il segnale circolante nell'amplificatore, provocando la sua auto interferenza.
Fattore che oltretutto viene significativamente peggiorato dal montaggio più compatto reso possibile dai circuiti a stato solido e scoraggiato invece nei circuiti a tubi, soprattutto dalla loro massiccia produzione di calore. In ogni caso, le differenze qualitative in circuiti allo stato dell'arte sia a tubi che a stato solido sono piuttosto sfumate mentre, purtroppo, sono tutt'altro che "sfumate" le differenze dei costi di costruzione a parità di potenza di uscita - Tutte a sfavore dei circuiti a tubi.

6) Circuiti integrati monolitici e ibridi (powerpacks) - L'uso di questo tipo di componentistica, anche se forse non appaga molto l'uzzolo dei progettisti più virtuosi, è nondimeno molto comodo e, in molti casi, qualora non si abbiano idee realmente nuove da sperimentare - o se ne abbiano di trascendenti il circuito spicciolo in sé e per sé - è anche decisamente consigliabile in quanto pre-risolve molte questioni di dettaglio che, anche se risolte con componenti discreti, alla fine esibiscono tra loro differenze minime e sostanzialmente poco significative dal punto di vista qualitativo.
Questo discorso è particolarmente valido per i cosiddetti "powerpacks", circuiti integrati ibridi a film spesso, che non di rado usano al loro interno circuitazioni sì standardizzate ma anche di ottimo livello: l'esempio più eclatante è costituito dai moduli della serie "STK" prodotti dalla Sanyo che per anni hanno costituito (e costituiscono tuttora) il vero "motore" di molte elettroniche audio giapponesi e non. Più incerto è invece il discorso riguardante i circuiti integrati monolitici che il più delle volte sono soltanto operazionali di potenza "ri-targati" come finali audio: al momento l'unica vera eccezione che conosco a questo andazzo sono gli IC serie "ouverture" della National, che include anche gli ormai arcinoti LM 3875 e LM 3886, alla base di tutti i vari "gainclones" strombazzati un po' per ogni dove.

Lo schema di principio di un moderno finale audio

Lo schema sottostante, tratto dal sito di Douglas Self, mostra una variante dello schema base tipico degli amplificatori moderni, costituiti essenzialmente da soli tre stadi funzionali: 1) adattatore di Ingresso, 2) amplificatore in tensione e 3) buffer di uscita in corrente.Questo schema ci servirà unicamente per ragionare e per fissare alcune idee da sviluppare in un secondo momento. I valori tipici indicativi sono peraltro quelli preferiti da Self ma non necessariamente da me. Lo stesso vale per la topologia dello stadio di uscita che, anche se valida in linea di principio, non mi attizza un gran che - come in genere non lo fanno i circuiti più o meno intrisi di anelli di retroazione annidati uno dentro l'altro.
Il pregio maggiore di questo tipo di schema è, per via della possibilità di raggiungere alti livelli di retroazione, il suo alto rapporto prezzo/prestazioni elettriche; con esso circuiti anche non particolarmente curati o allo stato dell'arte (nei fatti una buona fetta delle elettroniche presenti in commercio...) riescono a raggiungere prestazioni tecniche dignitose o anche buone pur non pesando sui costi di progettazione e realizzazione oltre lo stretto necessario. E questo vale anche per lo schema praticamente ridotto ai minimi termini rappresentato in figura; e non è affatto assicurato che, in assenza di sostanziali cambi di impostazione progettuale, una maggior complicazione o "raffinatezza" circuitale fornisca dei risultati migliori (o molto migliori) di quelli già forniti dalla versione base. Questo perché, indipendentemente dalla raffinatezza del circuito, in questo schema a farla veramente da padrona rimane comunque e in ogni caso la controreazione.

Come già detto, lo schema proposto è uno schema a tre stadi, ciascuno con peculiarità e problemi differenti dalla cui più o meno azzeccata soluzione dipende gran parte della timbrica finale. "Gran parte" e non tutta perché buona parte di questa viene anche decisa dal "convitato di pietra" non rappresentato nello schema, ovvero l'alimentatore che, da solo, "decide" per almeno un buon terzo le prestazioni EFFETTIVE del circuito, cioè nel funzionamento reale e non nelle condizioni abbastanza edulcorate di una sessione di misura. La differenza è un po' quella che passa tra un combattimento in palestra e uno nella vita reale... ho reso l'idea? :-).
Tralasciando al momento il contributo dell'alimentatore alla timbrica dell'intero amplificatore, il singolo fattore più importante che determina il suono dei finali a transistori è la linearità del carico su cui lavora il secondo stadio, cioè l'amplificatore in tensione definito nello schema con la sigla "VAS" - Voltage Amplification Stage. Un carico "Invisibile" perché costituito non da un componente fisico (un resistore) ma dall'interazione tra l'impedenza di uscita del VAS stesso e quella di ingresso dello stadio finale; una interazione tra impedenze che nella maggior parte dei casi, proprio per ottenere un alto guadagno del circuito ad anello aperto, è esattamente di segno opposto a quello che sarebbe auspicabile: l'alta impedenza di uscita del VAS va a interfacciarsi con un'impedenza di ingresso dello stadio finale che, nel migliore dei casi, è al più dello stesso ordine di grandezza e non di rado è inferiore. Una circostanza che, se le impedenze in gioco fossero lineari, sarebbe ancora accettabile anche se non del tutto ottimale. Ma non essendo affatto lineari, il risultato della loro interazione sarà la creazione di un carico variabile con l'ampiezza del segnale di ingresso al finale ma soprattutto, quel che è peggio, variabile con la CORRENTE DI USCITA di quest'ultimo.
Questo problema può essere alleviato o anche risolto in diversi modi di cui i principali sono 1) l'adozione di MOSFET di potenza negli stadi di uscita, 2) l'utilizzo di una configurazione a tripletta anziché a doppietta di transistori in cascata nello stadio di uscita e 3) l'uso di circuitazioni evolute per il VAS che assicurino contemporaneamente e l'alto guadagno in tensione ad anello aperto richiesto al circuito e la bassa impedenza di uscita richiesta da un interfacciamento ottimale del VAS con lo stadio seguente.

La prima soluzione, se fosse stata curata ed evoluta una tecnologia adeguata alla produzione di MOSFET di potenza complementari realmente idonei ad essere impiegati nei circuiti lineari (e audio in special modo), sarebbe probabilmente la migliore, anche se non esente da problemi - specialmente alle frequenze più alte della banda audio. Purtroppo gli unici MOSFET prodotti in questa ottica, oltre ad essere ormai fuori produzione da parecchi anni, sono diventati tecnologicamente obsoleti al punto che con i bipolari di produzione più recente si possono raggiungere prestazioni migliori senza tirarsi dietro i latenti problemi di instabilità, intrinseci in qualsiasi componente utilizzato in circuiti audio che sia di per sé in grado di lavorare efficientemente a frequenze che fanno parte dell'estremo superiore delle onde corte (20 MHz, mica noccioline!).

La seconda soluzione, circuitalmente poco "prestigiosa" ma di efficacia granitica, consiste semplicemente nel passare da una doppia a una tripla cascata di dispositivi, una soluzione spesso adottata sia nella forma di triplo inseguitore di tensione che in quella di doppietta di Sziklay evoluta (cioè bufferizzata in uscita da un inseguitore di emettitore) da progettisti affermati - tra cui Aloia, a cui va riconosciuto di aver condotto in Italia, nel campo delle circuitazioni a transistori, un lavoro di prim'ordine, fosse pure soltanto nell'aver portato il grande pubblico a conoscenza della loro esistenza.
Da notare che il triplo inseguitore di emettitore, il circuito apparentemente più "loffio" è adottato correntemente sia da marchi prestigiosi come McIntosh sia da Pioneer, la cui offerta di amplificazioni di livello anche superlativo va ben oltre quello che viene lasciato "trapelare" qui in Italia (giudicato, non del tutto a torto, un mercato piuttosto provinciale).

Della terza soluzione ho avuto modo finora di vedere, in una variante qualsiasi, pochi esempi di cui il più noto che mi viene in mente è quello del NAD 3020, di cui ho parlato in un altro articolo del blog e di varie altre elettroniche prodotte dalla NAD per tutti gli anni ottanta che dal 3020 hanno mutuato lo stadio finale. In una realizzazione che punti, entro un budget di spesa limitato, a prestazioni tecniche e timbriche di buon livello, la via della "sofisticazione" dello stadio VAS per trasformarlo in qualcosa di più vicino ad un generatore di tensione ideale, garantendo al contempo guadagni ad anello aperto ben più che decorosi, è a mio avviso tra le migliori e più promettenti disponibili: si realizzano gli stessi vantaggi dell'impiegare uno stadio di uscita più elaborato non solo con costi decisamente più sobrii ma anche, tutto sommato, con un filo di eleganza progettuale in più (una eleganza che, seppur manifestata con sfumature diverse, si ritrova anche nel circuito pilota del finale dei Grundig SV85 e V7000, di cui ho già parlato in altra parte del blog).

Queste soluzioni per il momento le consideriamo unicamente come possibilità; ad una scelta più definita ci perverremo in un secondo momento. Per ora è più importante approfondire la nostra conoscenza dei problemi come tali e solo dopo affrontare l'aspetto della loro eventuale soluzione.

Dei tre stadi raffigurati nello schema di principio, lo stadio finale è, abbastanza naturalmente, il più problematico da "accontentare" in tutte le sue esigenze. Prendendo spunto dall'ipotesi di uno stadio finale da 20 W su 8 Ohm nominali e tenendo prudenzialmente conto del fatto che l'impedenza dei diffusori di "nominale" mantiene ben poco, abbiamo i transistori di uscita che si trovano ad affrontare una massima escursione in corrente va dai circa 70-80 mA tipici di molti finali in classe AB, ai 3 Ampere di picco su 6 Ohm alla massima potenza consentita, ovvero una differenza di circa 40 volte tra assenza di segnale e pieno segnale. Nel corso di questa escursione non di rado la differenza tra il massimo e il minimo guadagno di corrente (e la massima e minima FT, che segue abbastanza da vicino le vicissitudini del guadagno in corrente) supera le tre-quattro volte, con conseguenze piuttosto pesanti sulla loro pilotabilità da parte di qualsiasi circuito a monte.
Se oggi a contrastare questa situazione vi è la disponibilità dei transistor tipo Sanken-Toshiba che hanno alleviato non di poco il problema, in passato (ma volendo anche oggi qualora si decida di restaurare o recuperare elettroniche non proprio recentissime) si disponeva soltanto di due vie di uscita, nessuna delle quali totalmente soddisfacente sia individualmente che combinate tra loro. La prima era il scegliere transistori piloti in grado, entro certi limiti, di compensare le deficienze dei finali, se non alle massime correnti almeno a quelle medie; la seconda era l'appiattire l'influenza delle variazioni di guadagno riducendo sostanzialmente, quando possibile, il guadagno di corrente apparente dei finali, ovvero caricare le loro basi con dei resistori che limitassero l'impatto delle variazioni del beta sul carico di lavoro dei piloti, che si trovavano così a pilotare un carico sì più oneroso ma anche più costante e lineare.
Questa soluzione si spingeva alle volte al punto di far lavorare i piloti su un loro proprio carico resistivo che, soprattutto alle basse potenze, era nettamente inferiore (quindi dominante) rispetto a quello riflesso dal carico attraverso il beta dei finali; il risultato netto era una maggior costanza delle prestazioni del circuito e soprattutto una maggior indipendenza di queste dalle volubilità del carico. Il prezzo da pagare era un'efficienza piuttosto bassa dovuta al fatto che, esclusi i soli finali, tutto il circuito dell'amplificatore doveva per forza di cose lavorare in classe A, con molti pro ma anche moltri contro (in ogni caso ben più accettabili di quelli imposti da un circuito integralmente in classe A).

L'accoppiamento ottimale tra piloti e finali di un amplificatore audio.

Accoppiare tra loro al meglio finali e piloti può sembrare, al primo sguardo, un lavoro da routine, quasi da "contabile dei datasheet". E in parte (ma soltanto in parte) lo è veramente. E lo sarebbe del tutto se non vi fosse un fattore che, dato per scontato, esercita in effetti una influenza pesantissima sulle caratteristiche dei transistor durante il loro funzionamento reale: il calore. I transistori, anche quelli di segnale, funzionano normalmente abbastanza "caldi", con temperature di giunzione comprese, a regime, tra i 70 e i 90 °C per i transistori non di potenza, e tra i 100 e i 120 °C per quelli di potenza quando lavorano a potenze di uscita medio-basse - che sono le più frequenti e anche le più onerose dal punto di vista termico.
A queste temperature di lavoro la validità dei dati forniti dai datasheet, anche i migliori, diviene piuttosto incerta e da considerarsi ancor più orientativa di quanto già non si sia invitati a farlo dagli stessi costruttori: di fatto le specifiche di un transistor, definite nei datasheet alla temperatura ambiente di 25 o 27 °C, e successivamente rilevate alla reale temperatura di lavoro (i 70 e 90 °C richiamati prima), si differenziano al punto da farli ritenere i dati di due transistori diversi anziché di uno stesso transistor a diverse temperature di lavoro.

Questo comportamento, peculiare di tutti i dispositivi a semiconduttori e praticamente assente nei tubi a vuoto, rende il funzionamento dei primi molto meno "ovvio" di quanto ci si possa aspettare dai secondi, per i quali, una volta che il catodo sia stato portato alla sua temperatura di lavoro, tutto il resto appare per confronto sufficientemente "freddo" da renderne l'influenza sul catodo e sulla sua emissività, l'unico parametro seriamente dipendente dalla temperatura di lavoro del catodo di un tubo.
In realtà l'emissività di un catodo in un tubo elettronico può essere confrontata, a livello funzionale, con la conduttività di una giunzione polarizzata direttamente in un componente a semiconduttori. Il ruolo che svolgono è lo stesso, cioè fungere all'interno dei dispositivi da sorgente di portatori di carica liberi e controllabili con gli artifici più opportuni in ciascun singolo frangente - che in genere si riduce in un modo o nell'altro all'applicare un campo elettrico lungo il percorso di questi stessi portatori.
La differenza cruciale tra i due meccanismi di iniezione dei portatori di carica da controllare sta nel fatto che mentre l'emissività di un catodo viene influenzata dalla sola temperatura di lavoro di quest'ultimo, la conduttività di una giunzione a semiconduttori viene influenzata dalla temperatura e dalla tensione applicata ai suoi capi: ovvero due variabili contro una sola del primo caso. Questo significa in pratica che mentre con i tubi si può fare un ragionevole affidamento sulle loro caratteristiche di trasferimento statiche considerandole ragionevolmente valide anche per il caso dinamico, con i semiconduttori viene ad essere privo di fondamento il concetto stesso di caratteristica statica! Non esistono caratteristiche realmente "statiche" ma soltanto un inviluppo di caratteristiche che nel loro insieme caratterizzano un dispositivo a stato solido non solo sull'intera gamma delle tensioni e delle correnti di lavoro ma anche su quella delle TEMPERATURE DI LAVORO.

Per rendere chiaro cosa significhi in concreto questo stato di cose, ci basta considerare il comportamento del più semplice dispositivo sia a tubi che a stato solido: il diodo. Mentre le caratteristiche di funzionamento di un diodo a vuoto, una volta assicuratisi che si resti nei limiti di massima emissività del suo catodo, può essere interamente descritto dalla correlazione di due variabili - tensione e corrente - che nell'insieme definiscono tutti i possibili punti di lavoro del diodo come appartenenti a una sola superficie BI-dimensionale (cioè un piano), nel caso dei diodi a stato solido l'entrata in gioco della temperatura come terza variabile influente costringe a definire una superficie TRI-dimensionale, cioè un solido che contiene un piano bidimensionale per ogni temperatura di lavoro ammessa dal dispositivo stesso.
Oltre a questo va tenuto conto che se in un tubo elettronico ogni elettrodo in più aggiunge una "dimensione" (se si ha a che fare con UNA variabile in tensione O in corrente) o un "piano" (se invece si ha a che fare con DUE variabili in tensione E in corrente) alla superficie multidimensionale che descrive il comportamento complessivo del dispositivo, nei semiconduttori si deve sempre e comunque aggiungere, per ogni elettrodo aggiunto, la variabile temperatura riferita a quello specifico elettrodo. Una variabile che però, per nostra fortuna, è la stessa per tutti anche se su ciascuno esercita effetti specifici da valutare individualmente.

Una conseguenza immediata della forte dipendenza del comportamento dei semiconduttori dalla temperatura, è la notevole importanza che assume la strategia adottata per la dispersione del calore generato all'interno dell'elettronica. In particolare, se a parità di schema, adottiamo per un amplificatore due sistemi diversi di dispersione termica avremo, anche timbricamente, due amplificatori che a regime, saranno sensibilmente (e misurabilmente) differenti tra loro. In linea di massima, per quanto riguarda lo stadio finale, le scelte possibili si riducono a due soltanto: montare finali e piloti su di un unico dissipatore o montarli su due dissipatori differenti dedicati Ciascuno delle due, già a cominciare dalla stabilità della corrente di riposo, ha i suoi e i suoi contro.L'influenza della temperatura sui transistor bipolari.

La nota sensibilità alla temperatura di lavoro dei semiconduttori si manifesta, nei transistori bipolari, con almeno quattro meccanismi diretti:

1) Diminuzione della soglia di conduzione Vbe;
2) Aumento della transconduttanza;
3) Aumento della corrente di fuga tra base e collettore che si manifesta come aumento apparente del guadagno in corrente.
4) Riduzione della massima tensione di lavoro al collettore che, con correnti elevate, degenera in valanga secondaria, con conseguente distruzione del transistor.

A questi si vanno ad affiancare alcune conseguenze indirette ma importanti per il funzionamento dei transistori in presenza di segnale:

1) Aumento dell'effetto Early conseguente all'aumento delle correnti di fuga tra base e collettore;
2) Aumento della conduttanza di uscita Hoe conseguenza sia dell'aumento dell'effetto Early sia di quello della trasconduttanza gm
3) Aumento della retroazione interna Hre, sempre in conseguenza dell'aumento delle correnti di fuga tra base e collettore.
4) Variazioni significative delle capacità interelettrodiche, delle massime frequenze di lavoro e dei tempi di commutazione del transistor (il cui risultato netto è però abbastanza ambiguo e deve essere valutato caso per caso).

La corrente di fuga base-collettore Icbo

Dall'elenco sopra risalta con evidenza che il singolo fattore più importante (e pericoloso) nell'alterare il comportamento dei bipolari rispetto alle variazioni di temperatura sia la corrente di fuga tra base e collettore, corrente che nei datasheet viene specificata sotto la voce "Icbo", che significa corrente inversa della giunzione base-collettore misurata con il transistor in interdizione. Vi è anche specificata una corrente base-emettitore "Iebo", valida quando questa giunzione è polarizzata inversamente, che però nei circuiti lineari come sono quelli audio, non ha una grande rilevanza. Ce l'ha invece nei circuiti in cui i bipolari vengono usati come interruttori - ruolo in cui però oggi sono generalmente sostituiti, senza rimpianti, dai MOSFET di potenza.

La pericolosità di Icbo è legata al fatto che, negli stadi di uscita, non esistono modi diretti e completamente affidabili per contrastarne gli effetti; una parte anzi, specialmente quella collegata all'effetto Early e imparentata con il problema della valanga secondaria, non può proprio essere contrastata in alcun modo. Mentre le variazioni di Vbe e di transconduttanza gm possono essere efficacemente contrastate con la retroazione locale sull'emettitore - che è sempre applicabile - quelle della Icbo possono essere contrastate solo in circuitazioni che escono di collettore - che negli stadi di potenza, dove il problema è più sentito, costituiscono però la minoranza dei circuiti usati in pratica.
In tutte le altre, l'unico effetto della Icbo che può essere contrastato con efficacia è l'aumento della corrente di collettore che, interessando anche il circuito di emettitore, può venir contrastato dalla retrozione locale presente su quest'ultimo. Che è pur sempre meglio che niente ma che non va inteso in alcun modo come una protezione "assoluta" da guasti anche disastrosi (e alle volte "incomprensiibili" se non si tiene conto delle possibili responsabilità dovute alla deriva termica di Icbo).

Come regola generale, tanto più Icbo - se valutata ai limiti della tensione di lavoro della giunzione base collettore e al massimo della temperatura ammessa - è di basso valore e tanto più il transistor sarà in grado di funzionare affidabilmente a temperatura di lavoro elevata (che, per i transistori di potenza, è la situazione in cui operano più spesso). Regola generale ma che da sola non è sufficiente: Icbo deve anche, per quanto possibile, variare poco con la tensione di collettore ovvero l'effetto Early del transistor deve essere il più possibile contenuto. In effetti, quando si lavora con i semiconduttori temperatura e tensione vanno quasi sempre considerate due facce di una sola medaglia che vanno a influenzare un unico, decisivo fattore da cui dipende quasi tutto il resto: la mobilità e l'energia dei portatori di carica.
Icbo dipende essenzialmente da tre fattori: la densità dei portatori di carica liberi, dipendente a sua volta dal tasso di droganti utilizzato nella formazione del semiconduttore, la loro mobilità, dipendente dal tipo di droganti utilizzato e dal materiale base utilizzato per la costruzione del dispositivo (gernanio, silicio o leghe composite d varia natura) e infine l'area attiva di semiconduttore utilizzata per costruire il dispositivo. Area che è tanto più estesa quanto sono più grandi le correnti trattate dal dispositivo stesso. L'insieme di questi fattori si traduce, per i transistori di potenza, in diverse conseguenze tutte purtroppo abbastanza penalizzanti.
Il primo fattore infatti pone un vincolo al massimo guadagno di corrente sfruttabile nei singoli tranistori di potenza: più questo è elevato e meno il transistor sarà idoneo a lavorare ad alta potenza e contemporaneamente a tensione elevata (ovvero tenderanno ad avere assai pronunciato il pericolo della cosiddetta valanga secondaria, un parametro che approfondiremo nel prossimo paragrafo per comprenderne al meglio la sua natura e il pericolo che rappresenta).Il secondo fattore pone un vincolo alla massima velocità e alla massima frequenza di lavoro del transistore: semplicemente più questo sarà veloce e adatto a lavorare in alta frequenza e più questo tenderà ad essere delicato e inidoneo a lavorare continuativamente con correnti e potenze elevate.
Il terzo fattore pone un limite inferiore alla Icbo direttamente dipendente dale massime correnti e potenze trattabile dai transistori di volta in volta considerati. È, di tutti e tre, il fattore più facilmente aggirabile in quanto può essere compensato... peggiorandolo! :-) ovvero la sua influenza diviene meno incisiva se, per una data corrente massima di collettore, si aumenta l'area attiva riducendo al contempo la densità dei portatori di carica costituenti la corrente stessa. I transistori tipo Sanken-Toshiba sfruttano esattamente questa strategia, essendo specificati per correnti massime di collettore di gran lunga inferiori a quelle che altrimenti sarebbero consentite dalla loro superficie attiva (in effetti i limiti di massima corrente specificati nei datasheet sono definiti, più che dal transistor in sé, dai collegamenti verso l'esterno che semplicemente, oltre il massimo, si comportano in tutto e per tutto da fusibili).
Di questi transistor va peraltro segnalato un inganno bell'e buono perpetrato dai loro datasheet proprio sulla Icbo. Infatti, pur comportandosi molto meglio dei transistor più "antichi", la loro corrente di fuga è ben lungi dall'essere soltanto di 50 microAmpere come scritto sui loro datasheet! Il trucco consiste nel dichiarare il dato misurato alla temperatura ambiente standard di 25 °C anziché alla massima temperatura di giunzione consentita dal dispositivo (150 o 200 °C) come, più correttamente e realisticamente, fanno gli altri. Il risultato è una Icbo "minimizzata" di almeno una decina di volte che fa apparire "superlativo" un dato che è semplicemente buono: la Icbo reale di questi dispositivi si aggira infatti, a parità di condizioni di misura intorno ai 500 uA: un dato sicuramente molto buono se confrontato con quello dei transistori classici (tutte superiori al milliampere e, a parità di categoria di correnti e potenze, anche ai 5 o addirittura ai 10 mA) ma certo non così trascurabile come si è cercato di dare a intendere!

Più pericolosi - e anche più ingannevoli - sono invece i primi due fattori in quanto, oltre ad accompagnarsi con caratteristiche dei transistori di per sé desiderabilissime (alto guadagno in corrente e alta velocità di lavoro) determinano anche la "ripidità" con cui Icbo sale con la temperatura. Basti pensare che nei transistori di segnale ad alto guadagno e alta velocità, pur partendo da valori bassissimi a temperatura ambiente (un decimo di microampere o anche meno) arriva a superare fino a 50-60 volte tale valore quando il transistore viene portato a temperature di lavoro più realistiche (80-90 °C). Una crescita del genere sarebbe, in un transistor di potenza, semplicemente disastrosa ed è questa una delle ragioni di fondo per cui in essi si evita di spingere troppo sul guadagno in corrente e sulla frequenza di lavoro, che vengono sacrificate per salvaguardare la resistenza e la robustezza di questi dispositivi che, tenendo conto di questo limite, esibiscono spesso prestazioni che sono in sé notevolissime e, in alcuni casi, addirittura "spericolate" (ed è il caso di alcuni transistori planari veloci come furono ai tempi i BD131-132 e i D44H e D45H, questi ultimi prodotti ancora oggi un po' da tutti).

I limiti di massima dissipazione dei bipolari di potenza - la SOAR.

Chi si è interessato anche solo alla lontana di autocostruzione di finali audio a transistor non avrà potuto fare a meno, prima o poi, di sentir parlare della cosiddetta "Safe Operating ARea" - cioè la famosa SOAR, quel grafico ingannevolmente semplice che, nei datasheet dei bipolari di potenza, dovrebbe speranzosamente dire tutto e di più sui loro massimi limiti da non superare in nessuna condizione operativa. Speranzosamente ho detto... perché in effetti quel famoso grafico va laboriosamente interpretato prima di sentirsi ragionevolmente sicuri di aver ben capito tutto quello che ha da dire (e anche quello che da solo non può affatto dire!). Se non ci si va cauti è anche fin troppo facile prendersi una "sòla" da una SOAR! :-).Nella figura soprastante è visibile la SOAR dell'arcinota coppia 2N3055-MJ2955, così come prodotta dalla Motorola dal 1980 in poi (e successivamente da Onsemi e Mospec a cui Motorola ha ceduto su licenza la propria produzione di bipolari di potenza, abbandonandola poi al suo destino). Rispetto al 2N3055 originale, quello prodotto per tutti gli anni settanta del secolo scorso, la SOAR è meno estesa ma per contro le caratteristiche di guadagno in corrente e di massima frequenza di lavoro sono nettamente migliori. Questo perché, cessando di essere utilizzata la tecnologia di costruzione originaria utilizzata per il 2N3055 e molti altri transistor simili - chiamata a seconda dei produttori "Hometaxial", "Homobase", "Powerbase" e altri nomi commerciali di cui ormai mi sfugge il ricordo - il 2N3055 è stato di fatto sostituito da un equivalente costruito con tecnologia differente. Un equivalente che ha peraltro il vantaggio di essere un complementare più stretto del MJ2955, sebbene non così stretto quanto sarebbe stato auspicabile. D'altra parte coppie realmente complementari di potenza elevata sono tutte invariabilmente piuttosto costose: la "complementarietà" richiede, volenti o nolenti un certo grado di selezione alla produzione che ne aumenta inevitabilmente scarti e costi.

Un primo importante avviso di cautela nell'uso del grafico della SOAR viene dato (dalla Motorola: gli altri costruttori non sempre sono altrettanto scrupolosi) a fianco del grafico stesso, che è rappresentativo unicamente di un transistor la cui base di montaggio venga mantenuta alla temperatura costante di 25 °C e che, in diverse condizioni operative, l'intero grafico va scalato per tenerne conto, compresa la parte di grafico che descrive la valanga secondaria (second breakdown). E qui sorge un interrogativo cruciale: se è evidente cosa significhi "scalare" la retta diagonale a 45° che definisce la massima dissipazione TERMICA del transistor, cosa significa invece "scalare" la retta inclinata a circa 60° che, dai 40 Volt di collettore in sù, quantifica l'azione del second breakdown? Come si sposta l'intersezione delle due rette? Verso un aumento o una diminuzione della Vce?

Per comprendere questo passaggio dobbiamo tener conto anche di un'altra grandezza che lavora nel grafico della SOAR: il tempo. Che ci fa capire come, più che la potenza istantanea o la temperatura, a giocare il ruolo di punta nell'andamento della SOAR è L'ENERGIA e precisamente la somma della pressione dell'energia termica dei portatori di carica con l'energia cinetica loro conferita dalla tensione applicata alla giunzione base-collettore. Somma che, a causa del particolare meccanismo con cui funzionano le valanghe di portatori di carica in caso di superamento dei limiti (un meccanismo, appunto, "a valanga") si comporta a tutti gli effetti come la somma degli esponenti di una funzione esponenziale: chiamando "a" e "b" il contributo all'energia dei portatori di carica dovuto alla componente termica e a quella cinetica direzionata lungo l'asse della giunzione base collettore, l'intensità della valanga è definita non da "a + b", bensì da "exp (a + b)", un comportamento che deve indurre estrema cautela nell'utilizzare i bipolari in prossimità dei loro limiti termici e di tensione di lavoro.
Fortunatamente giocano a nostro favore due fattori che normalmente, con i moderni transistori al silicio (le cose andavano molto peggio con gli antichi transistori al germanio e anche con le moderne miscele di semiconduttori ad alta mobilità dei portatori di carica), ci tengono abbastanza lontani dal baratro: il primo è costituito dal fatto che il contributo della "pressione termica" è abbastanza piccolo rispetto a quello dell'energia cinetica fornito dalla tensione base-collettore; il secondo è costituito dal tempo necessario al pericolo latente della valanga secondaria a divenire un pericolo effettivo. Infatti, non solo tale valanga dipende dall'energia ma dipende anche dal tempo di esercizio di questa stessa energia, ovvero da quella che in fisica viene quantificata come azione, che è appunto il prodotto dell'energia per il tempo. Ciò è dovuto al fatto che la valanga secondaria, contrariamente a quella primaria dovuta al solo eccesso di tensione inversa applicata a una giunzione, è in buona parte un fenomeno statistico e probabilistico, legato alle disomogeneità di flusso di corrente che attraversano la giunzione e alla probabilità che in un dato intervallo di tempo possano accumularsi in maniera disastrosa, portando così a distruzione certa il transistor che si sta usando.

In conclusione possiamo dire che l'aumento della temperatura di lavoro diminuisce, seppur in quantità modesta, il limite di Vce oltre il quale si incorre nel pericolo della valanga secondaria. Tuttavia questa riduzione è mascherata dal fatto che la contemporanea diminuzione delle correnti di collettore effettivamente circolanti, contribuisce ad allontanarne i confini rispetto alla corrente, facendo sì che praticamente questi rimangano immutati al loro posto. Nello specifico della coppia 2N3055-MJ2955 che abbiamo preso ad esempio, questa può essere considerata una coppia "termica", priva di valanga secondaria solo fino a 40 Volt di Vce - che rispetto ai 60 massimi consentiti non sono affatto pochi - con un "oltre" al di là del quale occorre osservare una cautela tanto maggiore quanto più il limite viene superato: già dal grafico della SOAR si vede che, se a 40 Volt di Vce è ammessa una piena dissipazione termica di quasi 120 Watt, a 50 Volt tale potenza massima si è già ridotta a soli 75 Watt.

Vale la pena di notare come questo tipo di riduzione possa essere vista, al superamento di una data tensione Vce, anche come la riduzione della massima temperatura ammissibile di funzionamento per la giunzione base collettore. E le proporzioni, con la coppia presa ad esempio, sono presto fatte: se a 40 Volt di Vce la massima temperatura di lavoro della giunzione vale 200 °C, a 50 Volt essa si riduce a 125 °C, mentre a 60 Volt essa vale soltanto 80 °C, ovvero, nonostante si tratti di semiconduttori al silicio, a meno della massima temperatura di lavoro ammessa per gli antichi transistori al germanio: un fatto da meditare con l'attenzione che merita quando si dimensiona il massimo sforzo termico a cui sottoporre i transistori finali di un amplificatore.

Un fattore che contribuisce fortemente all'aumento di tale probabilità è la geometria dell'emettitore, e in special modo il rapporto tra il suo perimetro, la sua area e la distribuzione delle correnti in essa, che tende a concentrarsi lungo il perimetro, ai bordi dell'area dell'elettrodo. Questa tendenza, che indebolisce sensibilmente il transistor nei confronti della valanga secondaria non è altro che una manifestazione del cosiddetto "effetto punte" che fa sì che il campo elettrico generato dai portatori di carica sia più intenso dove la superficie su cui si distribuiscono subisce le variazioni di curvatura più drastiche - in questo caso, appunto, ai bordi dell'area di emettitore.
Per nostra sfortuna, aumentare il rapporto tra perimetro e area dell'emettitore costituisce, nei transistori bipolari, a parità di altre condizioni e materiali di costruzione, l'unica strategia realmente efficace per ottenere dispositivi veloci e in grado di lavorare anche ad alta frequenza. La nota delicatezza dei transistori veloci (in special modo quelli RF, da sempre costosissimi) è dovuta principalmente a questo problema costruttivo. Un parziale aggiramento del problema è costituita dall'ottenere un perimetro quanto più lungo possibile in modo da ottenere, a parità di correnti trattate, la minore concentrazione di portatori di carica in transito sul perimetro verso il collettore. Questa strategia, attuata spezzettando un'unica area di emettitore in altre più piccole, in serie alle quali sono collocati dei minuscoli resistori di emettitore, pur essendo di provata efficacia, costringe però a costruire questo tipo di transistori - detti "multiemettitori" - come dei veri e propri circuiti integrati, con un conseguente cospicuo aumento dei costi di produzione.

Tutto questo ci porta alla poco confortante constatazione che, a parità di circuito, un amplificatore che usi dispositivi "veloci" è allo stesso tempo un amplificatore costoso, delicato e poco adatto a erogare potenze rilevanti. Ma ci serve poi realmente questa famosa "velocità"? La mia risposta, per quel che vale, è: "può far comodo nel semplificare le compensazioni della controreazione ma non è indispensabile". E se lo stadio finale viene progettato in modo tale da far commutare soltanto i transistori finali senza coinvolgere in questo i loro piloti ed eventuali pre-piloti, la velocità dei finali non è neppure un parametro realmente rilevante. Chi "dirige l'orchestra" e decide davvero come devono lavorare i finali sono i loro piloti, la cui scelta, oltre ad affrontare in parte gli stessi problemi di affidabilità in potenza (e quindi di SOAR, che potrebbero essere potenzialmente addirittura più gravi di quelli dei finali stessi), devono rispondere a vincoli qualitativi sugli altri parametri (guadagno in corrente e risposta in frequenza) decisamente più stringenti.

L'interazione tra finali e driver di un amplificatore audio.

I transistor usati come driver nei finali audio di media potenza (quelli che qui ci interessano) sono a tutti gli effetti dei transistor "cerniera" che interfacciano tra loro due situazioni circuitali completamente diverse e la cui scelta, nella stragrande maggioranza dei finali che adottano il circuito riportato nella prima illustrazione di questo articolo, è determinante nel definire la qualità timbrica dell'intero finale. Ai driver in effetti si richiedono almeno tre cose:

1) pilotare in tensione i transistori di uscita fornendogli non solo tutta la corrente di base che questi richiedono, ma conservando al tempo stesso quasi la stessa costanza di guadagno in corrente e di risposta in frequenza che avrebbe un transistor di segnale.

2) Isolare le magagne del carico in uscita rispetto al carico presentato al VAS senza introdurne di proprie sotto forma di nuove non linearità.

3) Sostenere quanto più possibile il guadagno in corrente dei finali in prossimità della massima potenza di uscita in modo da assicurare rispetto ad essa, per quanto possibile, la massima uniformità timbrica e qualitativa coerentemente con quanto viene normalmente assicurato ai bassi livelli

Di per sé questi obiettivi non sono raggiungibili senza imporre qualche forzatura nel circuito dello stadio di uscita. Forzature che tendono a complicarlo e ad aumentarne la componentistica. Per comprendere meglio la situazione diamo un'occhiata all'andamento del guadagno in corrente rispetto alla corrente di collettore della nostra "coppia cavia".Come si può vedere in figura, già la forte diversità dell'andamento dei guadagni in corrente tra i due "complementari" ci dice che sono complementari piuttosto alla lontana. A questo va aggiunto che la marcata dipendenza del guadagno in corrente dalla temperatura denuncia il fatto che, oltre a non essere un granché come complementari, non sono neppure un granché come transistori in quanto tali. Detto in altro modo, questa coppia costa poco ma vale anche poco. Per nostra fortuna oggi il convento è in grado di passare qualcosa di meglio; "quanto" meglio però lo vedremo più avanti.

Il fatto che alle basse correnti la differenza di guadagno in corrente tra bassa e alta temperatura di lavoro raggiunga le 3-4 volte ci dice che questa coppia di transistori ha delle correnti di fuga piuttosto elevate e che pertanto anche il grafico della SOAR visto poco sopra va preso ancor più decisamente con le molle di quanto abbiano accennato prima. Ma quello che è ancor più importante è che l'andamento di tale guadagno è, a tutte le correnti e le temperature di lavoro, piuttosto disomogeneo tra i due cosiddetti "complementari": in assenza di provvedimenti specifici, la timbrica di un amplificatore equipaggiato con questa coppia tenderà a distorcere fortemente di seconda armonica e ad esibire distorsioni marcatamente dipendenti dalle correnti di uscita del finale. Per tutto questo insieme di caratteristiche, questa coppia è sconsigliata per qualsiasi arrangiamento diverso da quello ad inseguitore di tensione. In particolare, utilizzata in un circuito Sziklay fornirebbe prestazioni piuttosto discutibili dal punto di vista qualitativo anche se, numericamente, farebbero la loro "figura". Ma come un "bel" dolce non è detto che sia anche un "buon" dolce, pure con dei bei numeri è tutt'altro che scontato che possano essere, nelle loro interazioni, anche dei "buoni" numeri.

Di fronte a comportamenti simili del guadagno di corrente l'unica via d'uscita che salvi capra e cavoli è quella di adottare accorgimenti che "anneghino" le variazioni più vistose impedendogli di riflettersi sulla formazione del carico di lavoro del VAS che sta immediatamente a monte dello stadio finale. Il più semplice e anche relativamente efficace di tali accorgimenti è quello di "fingere" che lo stadio di uscita abbia un guadagno in corrente inferiore a quello reale, in genere uniformandolo al valore più basso che i finali esibiscono alla loro massima corrente di uscita. Accorgimento che funziona però solo se per i piloti viene adottata una circuitazione adeguata: il solo aumento della loro corrente di riposo (separata da quella dei finali) di per sé non garantisce proprio nulla.

Gli arrangiamenti più comuni tra piloti e finali.

Nella figura sottostante sono rappresentati tre possibili connessioni piloti-stadio di uscita a inseguitore di emettitore, di cui le prime due, in tempi diversi, sono state usate fino alla noia. La terza, che ritengo soggettivamente la migliore, è stata usata solo di rado, di fatto molto meno di quanto avrebbe meritato.

La prima connessione, designata con la lettera "A" è la versione più classica e antica e, ancor oggi, rappresenta la connessione impiegata di fatto se vengono utilizzati come dispositivi di uscita i Darlingon. Il suo limite più consistente è costituito dal fatto che la sua capacità di isolare il VAS dalle magagne dovute alle variazioni del guadagno in corrente dei finali e, di riflesso, del carico collegato alla loro uscita, è, se non nulla, piuttosto limitata.

In questo circuito le resistenze connesse tra la base e gli emettitori dei transistori di uscita vengono dimensionate in modo tale da garantire ai piloti, separatamente dai finali, un'adeguata corrente di riposo; queste stesse resistenze, trovandosi in parallelo alle giunzione B-E dei finali si ritrovano a lavorare a tensione praticamente costante per gran parte dell'escursione della corrente di uscita, apparendo così ai piloti praticamente come un carico a corrente costante.
Un aspetto di questo circuito condiviso anche dalla connessione "B" e di solito non abbastanza evidenziato, consiste nel fatto che piloti e finali hanno ciascuno un proprio passaggio per lo zero che rende un po' farraginosa la gestione della distorsione di incrocio complessiva dell'intero stadio finale. Infatti, mentre la commutazione tra i transistori di uscita veri e propri è definita soltanto dalla loro corrente di riposo, quella dei piloti è regolata anche dal guadagno in corrente dei finali e di conseguenza anche dalle vicissitudini che subisce questo parametro durante il funzionamento dell'amplificatore. Tra l'altro una conseguenza diretta di questa dinamica di funzionamento è quella di rendere tutte le discussioni sul cosiddetto "gm doubling", se non prive di fondamento, quantomeno delle questioni di lana caprina, a cominciare dal fatto che di "gm doubling" ce ne sono in ballo più di uno.
Rispetto al classico ed endemico problema della distorsione di incrocio che interessa tutti gli stadi di uscita questo tipo di connessione, curando debitamente le correnti di riposo dei finali e dei piloti, consente di eliminare la possibilità che si verifichino incroci "duri" con conseguente interruzione dell'anello di retroazione lasciando sussistere solo le commutazioni "morbide", dovute ad asimmetrie di vario tipo e temporalmente sfalsate tra piloti e finali i cui effetti, non interrompendo l'azione della controreazione, possono essere efficacemente contrastati proprio da quest'ultima. Infine, per quanto riguarda la distorsione di incrocio, le resistenze in parallelo alle giunzioni B-E dei finali possono, se di valore ragionevolmente basso, agire da parziale "current dumping" che, ad alta frequenza, permettendo ai piloti di subentrare parzialmente ai finali, può aiutare a mitigare le asprezze della distorsione di commutazione - dovuta non al passaggio per lo zero in quanto tale ma piuttosto ai TEMPI in cui avviene tale passaggio, tempi che incidono tanto più sensibilmente quanto più è elevata la frequenza del segnale in transito per lo stadio d'uscita.
Rispetto al carico offerto al VAS su cui questo solitamente genera l'intero guadagno ad anello aperto amplificatore, le capacità sia della connessione "A" sia della connessione "B" di isolare il VAS dalle vicissitudini del carico e del guadagno in corrente dei finali sono, come già detto, praticamente nulle in quanto, nel migliore dei casi, il beta dei piloti si limita a moltiplicare il carico di uscita presentato ai finali, - per giunta già moltiplicato in modo non lineare dal beta di questi ultimi - che viene così "offerto" al VAS come carico di lavoro le cui variazioni riflettono per intero le non linearità dell'intero stadio di uscita e il cui valore e andamento finale finiscono per risultare, a parità di circuito, se non imprevedibili, piuttosto disomogenei tra esemplari diversi di uno stesso amplificatore.

Il secondo tipo di connessione, denominato dalla lettera "B", pur essendo poco più di una variante della A, si differenzia da essa almeno per due aspetti: 1) la separazione dei punti di commutazione (o turnover) rispetto a quello dei finali è molto più accentuata; 2) non esiste più alcun current dumping spurio ad alta frequenza: se qualcosa non riesce a passare attraverso i finali, semplicemente non passa in alcun altro modo. Da ciò consegue che questa configurazione non è molto adatta alla nostra "coppia cavia" mentre può dare risultati migliori con i transistor più recenti, tipo Toshiba-Sanken il cui comportamento ad alta frequenza non necessita di sostegni o puntelli esterni.Rispetto al primo tipo, questa connessione ha la possibilità, dimensionando opportunamente le resistenze poste sugli emettitori dei finali e quella posta posta tra gli emettitori dei piloti, di poter far funzionare questi ultiimi in modo continuativo senza che nessuno dei due si interdica, nonostante continuino a farlo i transistori di uscita. Tale possibilità, comunque già presente in embrione anche nella prima connessione, consente di confinare la commutazione dello stadio finale per gran parte delle correnti e delle potenze di uscita realmente utilizzate in ambito domestico (grosso modo i primi cinque watt) ai soli transistori di uscita, conseguendo con ciò una drastica riduzione della distorsione di incrocio dell'intero stadio, soprattutto alle frequenze più elevate dello banda audio, dove la controreazione, per ragioni di stabilità, mostra quasi sempre la corda.
Tuttavia nonostante i suoi vantaggi, questa connessione soffre esattamente degli stessi problemi di fondo associati alla prima. Infatti, al di là delle possibilità di entrambe di entrambe di ottimizzare separatamente i punti di lavoro dei finali e dei piloti, rispetto ai problemi di interfaccia con il VAS si comportano nello stesso identico modo, moltiplicando il carico di uscita e aggiungendo alle non linearità di quest'ultimo quelle proprie del moltiplicatore, cioè del prodotto dei guadagni in corrente dei finali e dei piloti combinati insieme.

Per avviare a soluzione o almeno alleviare le conseguenze di questo problema di interfaccia tra carico e VAS occorre adottare la terza connessione (la "C") proposta in figura, opportunamente coadiuvata dai provvedimenti illustrati nella parte iniziale di questo articolo concernenti l'ottimizzazione del VAS come amplificatore generatore di tensione anziché di corrente, come viene quasi sempre fatto nella grande maggioranza.
Nella configurazione "C", attuata piuttosto raramente poiché, per via della loro maggior dissipazione, richiede in realtà, piuttosto che transistor piloti, dei veri e propri transistor pre-finali, la connessione attuata tramite resistenze tra gli emettitori dei piloti e le opposte linee di alimentazione è tale da cambiare in modo sostanziale il funzionamento dell'intero stadio di uscita. I cambiamenti vitali sono essenzialmente due:
1) I piloti sono definitivamente esclusi dalla possibilità di interdirsi e costretti dal circuito a lavorare integralmente in classe A.
2) Gli stessi piloti, a differenza delle due connessioni precedenti, lavorano non più soltanto sul carico riflesso costituito dal carico di uscita moltiplicato dal beta dei finali ma anche su un proprio carico INDIPENDENTE costituito dalle loro stesse resistenze di emettitore. Carico indipendente che, alle basse e medie potenze di uscita, costiuisce pure la componente maggioritaria del carico che i piloti, a loro volta, riflettono sul VAS; un carico, vale la pena di sottolinearlo, essenzialmente resistivo, quali che siano le contorsioni dovute all'impedenza complessa costituita dai diffusori, che si ritrovano così molto più efficacemente isolati dall'amplificatore di tensione di quanto consentito dalle connessioni illustrate in precedenza.
Il rovescio della medaglia di questi vantaggi, come già accennato, è costituito da una maggior dissipazione a carico dei piloti che, già a potenze piuttosto basse (20 Watt per canale nella mia esperienza) vanno efficacemente alettati: mediamente la potenza da essi dissipata in ogni condizione operativa corrisponde ad almeno un quarto della potenza massima che sono chiamati a dissipare i transistor di uscita dell'amplificatore - senza "trucchi" o "sconti" matematici di alcun genere.

Gli abbinamenti possibili tra driver e finali.


Scegliere i driver per uno stadio finale è abbastanza problematico soprattutto per un motivo: non ne esiste nessuno che sia veramente adatto sotto ogni punto di vista: ciascuna coppia ha in genere dalla sua alcuni pro ma anche molti contro. In linea di massima i driver si dividono in due grandi filoni: quelli che sono per loro natura dei transistor di piccolo segnale potenziati (un esempio per tutti, la coppia BD137-BD138 e derivati) e quelli che invece sono dei piccoli finali di potenza (di cui un caso abbastanza tipico è costituito dalla coppia BD237-BD238 ma anche, in transizione dal primo tipo, dalla coppia MJE340-MJE350, che sono in realtà dei finali video "riciclati" in audio).
Nessuna accoppiata driver-finali è abbastanza complementare da riuscire a compensarsi vicendevolmente gli uni i limiti degli altri; ciò tuttavia non significa che, in un'accoppiamento studiato con cura, tali limiti non possano essere almeno mitigati. Tale studio inizia dalla valutazione dell'andamento del guadagno di corrente rispetto alla corrente di collettore dei driver che vogliamo prendere in considerazione. Tuttavia, a grandi linee, possiamo distinguere tre situazioni tipo:
1) Driver lineare accoppiato a finale lineare - Questa è una situazione che esiste solo da quando sono arrivati sul mercato i transistori tipo Toshiba-Sanken. Una volta assegnate le polarizzazioni, questo tipo di accoppiamento si limita semplicemente a transporre nell'alta impedenza del carico di lavoro assegnato al VAS le non linearità (principalmente di tipo reattivo) dovute al carico connesso all'uscita dell'amplificatore. Se il carico di questo è resistivo, il VAS si ritroverà a lavorare su un carico altrettanto resistivo e solitamente piuttosto lineare. Se poi viene pure adottata la connessione tipo "C" tra driver e finali, l'influenza delle reattività e non linearità del carico di uscita su quello riflesso al VAS si riduce in maniera decisa, consentendo così all'intero amplificatore di generare il suo segnale di uscita in tensione su un carico lineare e predominantemente resistivo che, ai fini della distorsione, della timbrica generale del circuito e buon ultimo della stabilità del suo anello di retroazione, è tutto grasso che cola! :-).
En passant, il tipo di linearità conseguita è in questo caso tale da consentire una effettiva riduzione (senza ovviamente arrivare ad annullarla) del tasso di retroazione dell'amplificatore senza che la sua linerità finale risulti seriamente intaccata. Ciò a patto che vengano adottati gli accorgimenti più opportuni in modo da garantire, al netto degli effetti della retroazione, una efficace immunità ai disturbi di alimentazione. In mancanza di essi la possibilità di ridurre sostanzialmente il tasso di retroazione impiegato si riduce a una pura petizione di principio, non realmente applicabile in pratica.
2) Driver lineare accoppiato a finale standard - Questa connessione, soprattutto in amplificatori di potenza non eccessiva (15-20 Watt per canale) o se si utilizzano più coppie di transistori di uscita, consente non solo di trasferire al VAS solo una non linearità dominante (quella dei finali) ma anche, entro certi limiti e con correnti di uscita non eccessive, di sceglierne il tipo migliore.
Infatti, se riguardiamo nuovamente il grafico del guadagno in corrente della coppia 2N3055-MJ2955, vediamo che la curva del guadagno ha una regione (piuttosto limitata in questo caso, visto il suo confinamento al di sotto dei 500 mA di collettore) in cui il guadagno è crescente e un'altra, molto più estesa in cui è invece decrescente. Quest'ultima, oltre ad essere dominante in tutti i transistor diversi dai Toshiba-Sanken, è purtroppo anche la più deprecabile in quanto, diiminuendo il carico riflesso sul VAS, finisce per diminuire il guadagno ad anello aperto del sistema e quindi il suo tasso di retroazione proprio dove questo serve di più!
Questo problema, praticamente insormontabile anche con i transistor più moderni, in amplificatori di elevata potenza (dove comunque oggigiorno, a mio parere, diventa sempre più consigliabile ricorrere ad amplificatori a commutazione), è invece fortunatamente risolvibile a potenze più modeste e soprattutto più "casalinghe", in cui l'unico vero limite è... non fare troppo gli spilorci! :-) Soprattutto riguardo alla complessità dei circuiti da utilizzare che, nel nostro caso, significa non cadere nella trappola mentale di ritenere che un amplificatore di potenza limitata lo si debba fare necessariamente con poco materiale o, peggio, con circuiti ridotti all'osso.
Riuscire a sfruttare, con un adeguato impiego di più coppie di transistori di uscita, comunque ben scelti allo scopo, il ramo "in salita" del grafico del guadagno in corrente non è semplice ma, nell'ambito delle circuitazioni più in linea con il tipo proposto da Douglas Self nella prima illustrazione di questo articolo, è la strategia che può garantire ottimi risultati, sotto certi aspetti addirittura migliori di quelli che conseguirebbero dall'utilizzo di transistori lineari tipo Toshiba-Sanken.
Con questo tipo di circuito infatti, le cui prestazioni si appoggiano pesantemente sull'efficacia della retroazione, avere un guadagno ad anello aperto CRESCENTE con l'aumento delle correnti di uscita significa disporre di un potente antidoto contro l'auto-intermodulazione generata dallo stadio finale sul resto del circuito dell'amplificatore, che in pratica AUMENTA l'immunità ai disturbi presenti sulle linee di alimentazione esattamente quando serve, cioè proprio nel momento in cui aumentano a causa dell'incremento delle correnti circolanti sulle uscite e sull'alimentatore dello stadio finale. Questa è anche una delle ragioni per cui molti semplici amplificatori equipaggiati con dispositivi di uscita Darlington, nonostante il loro peggiore comportamento ad alta frequenza, in realtà forniscono il più delle volte prestazioni migliori di altri circuiti equipaggiati con stadi finali molto più sofisticati.3) Driver standard accoppiati a finali standard - Questo tipo di connessione rappresenta la quasi totalità degli amplificatori più classici di media e alta potenza, con correnti di uscita superiori ai 5-6 ampere (con potenze di uscita che corrispondono, su 8 Ohm nominali, a circa 80-100 Watt per canale), i quali, come driver, richiedono dei veri e propri prefinali a loro volta pilotati dai propri driver. Quasi sempre in questi casi, infatti, il ricordo alla tripla cascata di dispositivi al posto di quella doppia diventa praticamente obbligata, soprattutto se si vuole conservare la possibilità di dotarsi di un VAS di alto livello qualitativo per il quale, quali che siano gli arrangiamenti circuitati possibili, è tassativo impiegare in questo stadio transistori di segnale facendoli lavorare a correnti di collettore comprese entro la fascia tra i 5 e i 15-20 mA massimi.

A questi livelli di potenza e correnti circolanti in uscita occorre valutare, se si ricerca la massima linearità possibile prima della chiusura della retroazione, non solo la possibilità di adottare più di una coppia di transistori di uscita (cosa già consigliabile per ragione di affidabilità) ma anche la dotazione, per ciascuna di queste coppie di finali, della sua propria propria coppia di piloti, che consentirebbe così l'estensione del ramo ascendente del guadagno in corrente dei finali il più possiibile verso la regione delle alte correnti e quindi anche delle alte potenze di uscita, con tutti i vantaggi a cui si è accennato nel paragrafo precedente. In questo contesto, il riuscire a tenere "pulito" almeno l'80 per cento della massima potenza di uscita - al netto dell'efficacia della retroazione - si può considerare un buon obiettivo di progetto.

Le tre situazioni appena tratteggiate sono valide soprattutto se nello stadio finale vengono usati bipolari sia come dispositivi di uscita sia come driver. Accanto ad esse esisterebbe, in linea di principio, una quarta possibilità da non sottovalutare: usare come driver dei piccoli MOSFET di potenza. Purtroppo i punti a loro sfavore sono gli stessi che caratterizzano i MOSFET di potenza veri e propri e cioè in sostanza il NON essere pensati per essere utilizzati in circuiti lineari in generale e audio in particolare. In più le pochissime coppie "quasi" idonee a questo ruolo sembrano di fatto esistere solo sui datasheet e non nella realtà di mercato, da cui consegue una loro reperibilità e utilizzabilità piuttosto dubbie.

Piercarlo
(fine prima parte)